双向功率因数校正模块的制作方法

[0001]
本发明涉及一种双向功率因数校正模块，特别涉及一种具有双电感的双向功率因数校正模块。


背景技术：

[0002]
图1为现有的双向功率因数校正系统的电路方框图。双向功率因数校正系统1'包括直流-直流转换器a、双向功率因数校正模块100'、直流总线300及逆变单元400。双向功率因数校正模块100'包括桥臂组10'及控制单元20'。桥臂组10'通过直流-直流转换器a耦接储能单元200，且通过直流总线300耦接逆变单元400。在交流电源vac正常时，控制单元20'控制桥臂组10'将交流电源vac转换为总线电源vbus，再将总线电源vbus提供能量给逆变单元400。在交流电源vac异常时，由直流-直流转换器a将储能单元200的能量转换为直流电源vdc。控制单元20'控制桥臂组10'将直流电源vdc转换为总线电源vbus，再将总线电源vbus提供能量给逆变单元400。由于对直流总线300上的总线电源vbus稳压率及三次谐波漏电流的要求，使用双向功率因数校正系统1'可以有效调节电力潮流。
[0003]
但是，现有的双向功率因数校正模块100'为单电感l架构，且电感l并非在主电流路径上。因此储能单元200提供能量必须通过直流-直流转换器a。因此导致了整个电路系统功率密度低、电路成本高以及无法缩减电路体积的缺点。
[0004]
因此，如何设计出一种双向功率因数校正模块，利用双电感的特殊电路结构设计，以整合现有的直流-直流转换器与现有的双向功率因数校正模块，以大幅提高电路系统的功率密度、降低电路成本以及缩减电路体积，乃为本公开发明人所研究的重要课题。


技术实现要素：

[0005]
为了解决上述问题，本发明提供一种双向功率因数校正模块，以克服现有技术的问题。因此，本发明的双向功率因数校正模块，耦接交流电源、储能单元及直流总线，直流总线包括串联的第一电容与第二电容，且双向功率因数校正模块包括：桥臂组，包括：第一桥臂，包括串接的第一开关组、第二开关组、第三开关组及第四开关组，第一开关组耦接第一电容，第四开关组耦接第二电容，且第二开关组与第三开关组耦接交流电源、第一电容与第二电容。第一电感，耦接第一开关组与第二开关组。第二电感，耦接第三开关组与第四开关组。及第二桥臂，包括串接的第五开关组与第六开关组，交流电源耦接第五开关组与第六开关组，且第五开关组耦接第一电感与储能单元，以及第六开关组耦接第二电感与储能单元。及控制单元，提供多个控制信号控制桥臂组，使桥臂组操作在交流供电模式、直流供电模式或馈电模式。
[0006]
为了能更进一步了解本发明为实现预定目的所采取的技术、手段及技术效果，请参阅以下有关本发明的详细说明与附图，相信本发明的目的、特征与特点，当可由此得以深入且具体的了解，然而说明书附图仅提供参考与说明用，并非用来对本发明加以限制者。
附图说明
[0007]
图1为现有的双向功率因数校正系统的电路方框图；
[0008]
图2为本发明双向功率因数校正系统的电路方框图；
[0009]
图3a为本发明双向功率因数校正模块应用在三相三线架构的电路图；
[0010]
图3b为本发明双向功率因数校正模块应用在三相四线架构的电路图；
[0011]
图4a为本发明双向功率因数校正模块在交流供电模式的开关控制波形图；
[0012]
图4b为本发明双向功率因数校正模块在馈电模式的开关控制波形图；
[0013]
图4c为本发明双向功率因数校正模块在直流供电模式的开关控制波形图；
[0014]
图5a为本发明双向功率因数校正模块在交流供电模式的正半周储能路径图；
[0015]
图5b为本发明双向功率因数校正模块在交流供电模式的正半周续流路径图；
[0016]
图5c为本发明双向功率因数校正模块在交流供电模式的负半周储能路径图；
[0017]
图5d为本发明双向功率因数校正模块在交流供电模式的负半周续流路径图；
[0018]
图6a为本发明双向功率因数校正模块在馈电模式的正半周馈电路径图；
[0019]
图6b为本发明双向功率因数校正模块在馈电模式的正半周续流路径图；
[0020]
图6c为本发明双向功率因数校正模块在馈电模式的负半周馈电路径图；
[0021]
图6d为本发明双向功率因数校正模块在馈电模式的负半周续流路径图；
[0022]
图7a为本发明双向功率因数校正模块在直流供电模式的第一充电路径图；及
[0023]
图7b为本发明双向功率因数校正模块在直流供电模式的第二充电路径图。
[0024]
附图标记说明：
[0025]
1、1'
…
双向功率因数校正系统
[0026]
100、100'
…
双向功率因数校正模块
[0027]
10、10'
…
桥臂组
[0028]
102
…
第一桥臂
[0029]
q1
…
第一开关组
[0030]
q2
…
第二开关组
[0031]
q3
…
第三开关组
[0032]
q4
…
第四开关组
[0033]
l
…
电感
[0034]
l1
…
第一电感
[0035]
l2
…
第二电感
[0036]
104
…
第二桥臂
[0037]
q5
…
第五开关组
[0038]
q6
…
第六开关组
[0039]
d1～d6
…
旁路二极管
[0040]
106
…
开关单元
[0041]
106a、106b
…
开关元件
[0042]
20、20'
…
控制单元
[0043]
sc1～sc6
…
控制信号
[0044]
200
…
储能单元
[0045]
200a
…
第一储能单元
[0046]
200b
…
第二储能单元
[0047]
p2
…
第二中间点
[0048]
300
…
直流总线
[0049]
(+)
…
正极
[0050]
(-)
…
负极
[0051]
302
…
总线端
[0052]
304
…
总线负端
[0053]
c1
…
第一电容
[0054]
c2
…
第二电容
[0055]
p1
…
第一中间点
[0056]
400
…
逆变单元
[0057]
a
…
直流-直流转换器
[0058]
vac
…
交流电源
[0059]
l
…
火线
[0060]
n
…
中性线
[0061]
vbus
…
总线电源
[0062]
vdc
…
直流电源
[0063]
vo
…
输出电源
[0064]
ps1
…
交流供电正半周储能路径
[0065]
pr1
…
交流供电正半周续流路径
[0066]
ns1
…
交流供电负半周储能路径
[0067]
nr1
…
交流供电负半周续流路径
[0068]
pb
…
反向正半周馈电路径
[0069]
pf
…
反向正半周续流路径
[0070]
nb
…
反向负半周馈电路径
[0071]
nf
…
反向负半周续流路径
[0072]
cp1
…
第一充电路径
[0073]
cp2
…
第二充电路径
具体实施方式
[0074]
兹有关本发明的技术内容及详细说明，配合附图说明如下：
[0075]
请参阅图2，其为本发明双向功率因数校正系统的电路方框图。以交流单相为例，双向功率因数校正系统1包括双向功率因数校正模块100、储能单元200、直流总线300及逆变单元400。双向功率因数校正模块100包括桥臂组10与控制单元20，且桥臂组10耦接储能单元200、直流总线300，且通过火线l与中性线n耦接交流电源vac。其中，直流总线300包括串联的第一电容c1与第二电容c2，第一电容c1的一端为直流总线300的总线端302，第二电容c2的一端为直流总线300的总线负端304，且第一电容c1与第二电容c2之间的接点为第一中间点p1。逆变单元400提供输出电源vo，且耦接直流总线300的总线端302、总线负端304及
第一中间点p1。控制单元20提供多个控制信号sc1～sc6控制桥臂组10，使桥臂组10操作在交流供电模式、直流供电模式或馈电(反向)模式。
[0076]
具体而言，桥臂组10包括第一桥臂102、第一电感l1、第二电感l2及第二桥臂104。第一桥臂102包括依序串接的第一开关组q1、第二开关组q2、第三开关组q3及第四开关组q4。第一开关组q1通过总线端302耦接第一电容c1，第四开关组q4通过总线负端304耦接第二电容c2，且第二开关组q2与第三开关组q3耦接第一中间点p1、以及通过中性线n耦接交流电源vac。第一电感l1的一端耦接第一开关组q1与第二开关组q2之间的接点，且第二电感l2的一端耦接第三开关组q3与第四开关组q4之间的接点。
[0077]
第二桥臂104包括依序串接的第五开关组q5与第六开关组q6，第五开关组q5与第六开关组q6通过火线l耦接交流电源vac，且第五开关组q5耦接第一电感l1的另一端，以及第六开关组q6耦接第二电感l2的另一端。其中，第一开关组q1、第二开关组q2、第三开关组q3、第四开关组q4、第五开关组q5及第六开关组q6可为igbt功率晶体管或mosfet功率晶体管，并分别并联旁路二极管d1～d6，且所并联的旁路二极管d1～d6可为开关内部的寄生二极管(body diode)或独立的二极管，本发明各个开关组具备双向导通的特性。控制单元20提供多个控制信号sc1～sc6分别控制第一开关组q1、第二开关组q2、第三开关组q3、第四开关组q4、第五开关组q5及第六开关组q6，使桥臂组10操作在交流供电模式、直流供电模式或馈电模式。
[0078]
进一步而言，交流供电模式为双向功率因数校正模块100通过控制单元20所提供的多个控制信号sc1～sc6，将交流电源vac通过桥臂组10转换为总线电源vbus，且将总线电源vbus提供至直流总线300。直流供电模式为双向功率因数校正模块100通过控制单元20所提供的多个控制信号sc1～sc6，将储能单元200所提供的直流电源vdc通过桥臂组10转换为总线电源vbus，且将总线电源vbus提供至直流总线300。馈电模式为双向功率因数校正模块100通过控制单元20所提供的多个控制信号sc1～sc6，将总线电源vbus通过桥臂组10转换为交流电源vac。
[0079]
双向功率因数校正系统1还包括开关单元106，开关单元106包括两个开关元件106a、106b。开关元件106a、106b的一端分别耦接储能单元200的正极(+)与负极(-)，开关元件106a的另一端耦接第五开关组q5与第一电感l1的另一端，且开关元件106b的另一端耦接第六开关组q6与第二电感l2的另一端。其中，开关元件106a、106b例如但不限于可为硅控整流器(scr)。在直流供电模式时，开关单元106导通(意即开关元件106a、106b皆导通)，使直流电源vdc通过桥臂组10转换为总线电源vbus。在交流供电模式时，开关单元106关断(意即开关元件106a、106b皆关断)，使交流电源vac无法在第五开关组q5或第六开关组q6导通时，产生电流路径流至储能单元200。在馈电模式时，开关单元106关断，使总线电源vbus无法在第五开关组q5或第六开关组q6导通时，产生电流路径流至储能单元200。其中，开关单元106的导通与关断可通过控制单元20所提供的控制信号(图未示出)控制。
[0080]
请参阅图3a，其为本发明双向功率因数校正模块应用在三相三线架构的电路图。双向功率因数校正系统1中，双向功率因数校正模块100包括三个并联的桥臂组10，交流电源vac与储能单元200耦接三个桥臂组10。直流总线300并联桥臂组10与逆变单元400，且三相的交流电源vac或直流电源vdc通过双向功率因数校正模块100、直流总线300及逆变单元400转换为三相交流的输出电源vo。请参阅图3b，其为本发明双向功率因数校正模块应用在
三相四线架构的电路图。本实施例的电路架构与图3b的电路架构差异在于，三相四线的双向功率因数校正系统1a的电路架构增加了中性线。储能单元200可包括第一储能单元200a与第二储能单元200b，第一储能单元200a与第二储能单元200b之间的接点为第二中间点p2，且第二中间点p2通过中性线n耦接第一电容c1与第二电容c2之间的第一中间点p1。
[0081]
请参阅图4a，其为本发明双向功率因数校正模块在交流供电模式的开关控制波形图，再配合参阅图2～图3b。控制单元20所提供的第一控制信号sc1控制第一开关组q1、第二控制信号sc2控制第二开关组q2、第三控制信号sc3控制第三开关组q3、第四控制信号sc4控制第四开关组q4、第五控制信号sc5控制第五开关组q5且第六控制信号sc6控制第六开关组q6。在交流供电模式，且交流电源vac为正半周时，第二控制信号sc2为主要的控制信号，使得桥臂组10的控制通过第一电感l1的储能和续流完成。而在负半周时，第三控制信号sc3为主要的控制信号，使得桥臂组10的控制通过第二电感l2的储能和续流完成。
[0082]
具体而言，交流电源vac为正半周时，第二控制信号sc2为主要的切换信号，第四控制信号sc4、第五控制信号sc5及第六控制信号sc6为第二准位信号(意即低准位信号)，第三控制信号sc3为第一准位信号或第二准位信号皆可，仅注意不要与第四控制信号sc4同时为高准位信号。若第五控制信号sc5为第二准位信号，交流电源vac的电流路径由旁路二极管d5提供，然而，第五控制信号sc5也可以为第一准位信号以进一步减少导通损失。进一步而言，第一控制信号sc1可为与第二控制信号sc2互补的切换信号(如图4a所示)，以实现同步整流，并提升双向功率因数校正模块100的效率。或者，第一控制信号sc1也可为第二准位信号，使得第二开关组q2在关断时，电流可通过第一开关组q1的旁路二极管d1或第一开关组q1内部接面二极管流至总线端302。交流电源vac在负半周时的开关波形与交流电源vac在正半周时类似，在此不再加以赘述。上述可了解，本发明双向功率因数校正模块在交流供电模式时，第二控制信号sc2与第三控制信号sc3分别为正负半周主要的切换信号，其余信号可以调整控制方式以进一步提升效率，图4a仅是示例一种相对简单的控制方式，以第一控制信号sc1和第二控制信号sc2互补，而第三控制信号sc3和第四控制信号sc4互补来实现，然不以此为限。
[0083]
请参阅图4b，其为本发明双向功率因数校正模块在馈电模式的开关控制波形图，再配合参阅图2～图4a。在馈电模式，且交流电源vac为正半周时，第一控制信号sc1为主要的控制信号，使得桥臂组10的控制通过第一电感l1的储能和续流完成。而在负半周时，第四控制信号sc4为主要的控制信号，使得桥臂组10的控制通过第二电感l2的储能和续流完成。具体而言，依照交流电源vac正负半周分别控制第五控制信号sc5与第六控制信号sc6为第一准位信号(意即高准位信号)或第二准位信号(意即低准位信号)。交流电源vac正半周时，第一控制信号sc1为主要切换信号，第二控制信号sc2可为与第一控制信号sc1互补的切换信号(如图4b所示)，以实现同步整流，并提升双向功率因数校正模块100的效率。或者，第二控制信号sc2也可为第二准位信号，使得第一开关组q1在关断时，电流可通过第二开关组q2的旁路二极管d2或第二开关组q2内部接面二极管流至第一电感l1。交流电源vac在负半周时的开关波形与交流电源vac在正半周时类似，在此不再加以赘述。本发明双向功率因数校正模块在馈电模式时，第一控制信号sc1与第四控制信号sc4分别为正负半周主要的切换信号，第五控制信号sc5与第六控制信号sc6为互补信号以将能量回送交流电源vac，其余信号可以调整控制方式以进一步提升效率。图4b仅是示例一种相对简单的控制方式，以第一控
制信号sc1和第二控制信号sc2互补，而第三控制信号sc3和第四控制信号sc4互补来实现，然不以此为限。
[0084]
请参阅图4c，其为本发明双向功率因数校正模块在直流供电模式的开关控制波形图，再配合参阅图2～图4b。在直流供电模式，开关元件106a、106b导通，以第二控制信号sc2与第三控制信号sc3主要控制信号。桥臂组10通过第二控制信号sc2与第三控制信号sc3控制第二开关组q2与第三开关组q3导通而构成直流电源vdc对第一电感l1与第二电感l2的储能回路，且通过第一控制信号sc1与第四控制信号sc4控制第一开关组q1与第四开关组q4导通而构成第一电感l1与第二电感l2的续流回路，相似的，第一控制信号sc1与第四控制信号sc4亦可为第二准位信号(意即低准位信号)而利用旁路二极管提供续流路径。本发明双向功率因数校正模块在直流供电模式的开关控制波形示例，第一控制信号sc1与第二控制信号sc2为互补的切换信号，第三控制信号sc3与第四控制信号sc4为互补的切换信号，且第五控制信号sc5与第六控制信号sc6为第二准位信号(意即低准位信号)。其中，第二控制信号sc2与第三控制信号sc3可为相同或不相同的控制信号，不相同的控制信号可以调整第一电容c1及第二电容c2的电压。
[0085]
请参阅图5a，其为本发明双向功率因数校正模块在交流供电模式的正半周储能路径图，图5b为本发明双向功率因数校正模块在交流供电模式的正半周续流路径图，再配合参阅图2～图4c。图5a中，交流供电正半周储能路径ps1为交流电源vac、第五开关组q5(经旁路二极管d5)、第一电感l1、第二开关组q2回到交流电源vac。图5b中，交流供电正半周续流路径pr1为交流电源vac、第五开关组q5(经旁路二极管d5)、第一电感l1、第一开关组q1(第一开关组q1导通或经旁路二极管d1)、第一电容c1回到交流电源vac，此时第一电感l1续流对第一电容c1充电。请参阅图5c，其为本发明双向功率因数校正模块在交流供电模式的负半周储能路径图，图5d为本发明双向功率因数校正模块在交流供电模式的负半周续流路径图，再配合参阅图2～图5b。在图5c与图5d中，交流供电负半周储能路径ns1与交流供电负半周续流路径nr1与正半周路径类似，在此不再加以赘述。
[0086]
请参阅图6a，其为本发明双向功率因数校正模块在馈电(反向)模式的正半周馈电路径图，图6b为本发明双向功率因数校正模块在馈电模式的正半周续流路径图，再配合参阅图2～图5d。图6a中，第一电容c1对交流电源vac的反向正半周馈电路径pb为第一电容c1、第一开关组q1、第一电感l1、第五开关组q5、交流电源vac回到第一电容c1。图6b中，第一电感l1对交流电源vac的反向正半周续流路径pf为第一电感l1、第五开关组q5、交流电源vac、第二开关组q2(第二开关组q2导通或经旁路二极管d2)回到第一电感l1。请参阅图6c，其为本发明双向功率因数校正模块在馈电模式的负半周馈电路径图，图6d为本发明双向功率因数校正模块在馈电模式的负半周续流路径图，再配合参阅图2～图6b。在图6c与图6d中，反向负半周馈电路径nb与反向负半周续流路径nf与正半周路径类似，在此不再加以赘述。
[0087]
请参阅图7a，其为本发明双向功率因数校正模块在直流供电模式的第一充电路径图，图7b为本发明双向功率因数校正模块在直流供电模式的第二充电路径图，再配合参阅图2～图6d。图7a中，储能单元200对第一电感l1与第二电感l2的第一充电路径cp1为储能单元200、开关元件106a、第一电感l1、第二开关组q2、第三开关组q3、第二电感l2、开关元件106b回到储能单元200。图7b中，储能单元200对第一电容c1与第二电容c2的第二充电路径cp2为储能单元200、开关元件106a、第一电感l1、第一开关组q1、第一电容c1、第二电容c2
(由总线端302至总线负端304)、第四开关组q4、第二电感l2、开关元件106b回到储能单元200。本发明的主要目的及技术效果在于，利用双电感设于双向功率因数校正模块的主电流路径上的特殊电路结构设计，使得储能单元不再需要通过直流-直流转换器耦接双向功率因数校正模块，以达到大幅提高电路系统的功率密度、降低电路成本以及缩减电路体积的技术效果。
[0088]
而，以上所述，仅为本发明优选具体实施例的详细说明与附图，而本发明的特征并不局限于此，并非用以限制本发明，本发明的所有范围应以下述的权利要求为准，凡合于本发明权利要求的构思与其类似变化的实施例，皆应包括于本发明的范围中，任何本领域技术人员在本发明的领域内，可轻易思及的变化或修饰皆可涵盖在以下本公开的权利要求。此外，在权利要求和说明书中提到的特征可以分别单独地或按照任何组合方式来实施。