一种基波-谐波并行传能的多通道非接触供电系统的制作方法

本发明涉及非接触供电技术，具体涉及一种基波-谐波并行传能的非接触供电系统，尤其适用于小气隙、旋转场合的无线供电系统。

背景技术：

非接触供电采用原副边完全分离的非接触变压器通过磁场耦合实现无线电能传输(wirelesspowertransmission,wpt)。与传统的接触式供电相比，非接触供电具有安全、方便、无火花、无磨损及免维护等优点。在航空航天、交通运输、医疗器械、移动通信等领域均有着广泛的应用。尤其在一些需要通过旋转设备供电的场合，如通过电刷和导电环的动态接触实现能量传输和信息交互的机械导电滑环，由于旋转过程中，电刷与导电环之间存在摩擦，容易产生磨损、打火以及积尘等问题。

为了避免磨损，可以用非接触滑环(cs,contactlesssliprings)代替机械接触式滑环，其核心是基于wpt技术的非接触旋转变压器。但截至目前，非接触供电系统仍存在效率低，电磁辐射大等问题。其中，非接触变压器低耦合系数是制约系统提高效率的关键因素。目前，多采用平面化的非接触变压器结构，通过增大变压器的正对面积，从而保证大气隙时非接触变压器原副边耦合磁路的磁阻不会过大，尽可能地提高非接触变压器的耦合系数。作而用于非接触滑环系统中的非接触旋转变压器，其原副边气隙一般在10mm以内，通过磁场优化设计，耦合系数一般大于0.5，属于wpt中强耦合的范畴。a.abdolkhani,a.p.huandn.c.nair,"adoublestatorthrough-holetypecontactlessslipringforrotarywirelesspowertransferapplications,"inieeetransactionsonenergyconversion,vol.29,no.2,pp.426-434,june2014中的非接触滑环耦合系数0.81，系统效率最高可达98.8％。然而，g.he,q.chen,p.xinandx.chen,"analysis,andcorrectionofsoftswitchingmissingphenomenoninhighcouplingcoefficientwptsystem,"2017ieeepelsworkshoponemergingtechnologies:wirelesspowertransfer(wow),chongqing,2017,pp.1-6提出强耦合条件下，随着耦合系数增大，非接触供电系统谐振网络中谐波含量尤其是三次谐波含量先增后减，存在一个极高的峰值，在耦合系数较高时会大大增加。这将导致基波与谐波电流相互耦合，使得非接触供电系统输入相角和输出增益等特性发生变化，给设计、控制增加难度，同时限制了系统效率的进一步提高。

为了减小非接触供电系统中的谐波含量，可以采用在补偿网络中串联lc减小输入电流谐波，或调节原边逆变桥输出电压占空比，控制开关管开关时刻等来消除特定次数谐波。caih,shil,liy.harmonic-basedphase-shiftedcontrolofinductivelycoupledpowertransfer[j].ieeetransactionsonpowerelectronics,2013,29(2):594-602采用移相控制并且降低开关频率至基波频率的三分之一或五分之一，来利用三次或五次谐波在非接触供电系统中传递功率。这样虽然有利于减小系统体积和重量，但由于谐波电压幅值较小，传递相同功率势必增加电流幅值，从而导致逆变电路导通损耗和铜损增加。

无论是抑制谐波，还是通过降低系统频率等措施来利用谐波传能，显然都不能充分利用非接触供电系统中的基波和谐波能量，最好还是能实现基波与谐波同时传输。xia,c.-y.xia,w.-t.zhu,n.ma,r.-h.jia,andq.yu,“aloadidentificationmethodforicptsystemutilizingharmonics,”journalofelectricalengineeringandtechnology,vol.13,no.6,pp.2178–2186,nov.2018中提出一种基波-三次谐波双通道系统，原边两通道采用独立的补偿网络，同时变压器为消除交叉耦合采用对称的两组基波通道线圈和谐波通道线圈，结构较为复杂。z.ding,f.liu,y.yang,x.chenandr.m.kennel,"high-efficiencydesignandclose-looppowerdistributioncontrolfordouble-frequencydouble-loadmagneticallycoupledresonantwirelesspowertransfersystem,"2019ieeeappliedpowerelectronicsconferenceandexposition(apec),anaheim,ca,usa,2019,pp.3111-3116中的双通道系统通过两个辅助变压器将不同频率的电流分离，结构也不简单，同时为了保证高效率，两种频率不能相差太远。

技术实现要素：

发明目的：针对上述现有技术，提出一种基波-谐波并行传能的多通道非接触供电系统，利用现有强耦合条件下非接触系统中丰富的谐波能量，并实现基波与谐波的解耦控制。

技术方案：一种基波-谐波并行传能的多通道非接触供电系统，包括原边电路、非接触变压器、副边电路；所述原边电路包括级联的逆变电路以及原边补偿网络，所述原边补偿网络为多频谐振电路；所述非接触变压器副边绕有主绕组和一个或多个辅助绕组，所述主绕组和辅助绕组共用磁芯；所述副边电路包括多个通道单元，每个通道单元包括级联的副边补偿网络和整流滤波电路，所述副边补偿网络由谐振网络和选频网络连接构成，所述主绕组和辅助绕组分别连接一个所述通道单元；其中，所述选频网络用于阻挡除本通道谐振频率外的其他频率电流通过，各通道单元中的选频网络实现基波与各奇次谐波彼此间的解耦。

进一步的，所述多频谐振电路为以串联电感和并联电容为基本单元的lc阶梯网络或以串并联lc为基本单元的高阶网络；所述lc阶梯网络中，当lc单元数量为n时，实现基波与各奇次谐波频率中的n个频率点谐振，且通过对lc网络参数设计使得原边输出电流增益均与原边电路的等效负载无关。

进一步的，所述多频谐振电路中的电感元件采用相互耦合的耦合电感。

进一步的，若所述多频谐振电路为四阶lc阶梯型谐振网络，且实现基波与三次谐波同时谐振时，网络参数满足如下条件：

其中，la、ca、lb、cb分别为四阶lc阶梯型谐振网络中的两个电感和两个电容，ω_1为基波频率，g_1、g_3分别为基波与三次谐波恒流增益数值。

进一步的，所述原边电路中还包括输入相角调节单元。

进一步的，所述副边电路的谐振网络为与分别主绕组以及辅助绕组相串联或并联的电容或lc混合网络，所述选频网络为lc混合网络。

进一步的，当所述副边电路的谐振网络均串联在各通道单元网络中，实现各通道单元恒压输出时，将多通道单元进行输出串联组合；当所述副边电路的谐振网络并联在各通道单元网络中，实现各通道单元恒流输出时，将多通道单元进行输出并联组合。

进一步的，通过对所述原边电路的逆变电路开关管闭环控制或所述副边电路的整流滤波电路采用可控整流电路，并对所述可控整流电路进行闭环控制，从而对系统输出电压或功率进行调控。

有益效果：1.本发明中原边采用多频谐振网络，即原边只需要一个通道，同时对应的非接触变压器也只需要一个原边绕组，有利于减轻系统整体体积与重量，提升功率密度；

2.本发明采用多通道并行传输基波与谐波能量，有效利用了强耦合条件下非接触变压器中丰富的谐波能量，并且实现基波与谐波的解耦控制，有利于进一步提升非接触变压器的效率，同时为多通道串并联组合输出带来便利。

附图说明

图1为本发明基波-谐波多通道并行传能系统结构示意图；

图2为本发明原边多频谐振网络拓扑示意图一；

图3为本发明原边多频谐振网络拓扑示意图二；

图4为本发明恒压型输出双通道系统结构图；

图5为本发明恒流型输出双通道系统结构图；

图6为本发明采用耦合电感的原边双频网络去耦等效电路图；

图7本发明旋转盘式非接触变压器剖面结构示意图一；

图8本发明旋转盘式非接触变压器剖面结构示意图二；

图9本发明旋转柱式非接触变压器剖面结构示意图一；

图10本发明旋转柱式非接触变压器剖面结构示意图二；

图11为本发明恒压型双通道输出串联结构示意图；

图12为本发明恒流型双通道输出并联结构示意图；

图13为本发明双通道系统原边恒流源等效电路图；

图14为本发明多通道系统原边逆变电路闭环控制示意图；

图15为本发明副边多通道通过继电器控制投切示意图；

图16为本发明副边各谐波通道可控整流闭环控制示意图；

图17为本发明原边双频谐振网络电流增益曲线；

图18为本发明双通道系统恒压型输出直流电压增益扫频曲线一；

图19为本发明双通道系统恒压型输出直流电压增益扫频曲线二；

图20为本发明双通道系统恒流型输出直流电流增益扫频曲线一；

图21为本发明双通道系统恒流型输出直流电流增益扫频曲线二；

图中：1-原边磁性，2-副边磁性，3-原边线圈，4-副边主绕组线圈，5-副边辅助绕组线圈，6-气隙，7-转轴，8-亚克力连接器。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做更进一步的解释。

一种基波-谐波并行传能的多通道非接触供电系统，包括原边电路、非接触变压器、副边电路。原边电路包括级联的逆变电路以及原边补偿网络，原边补偿网络为多频谐振电路。非接触变压器副边绕有主绕组和一个或多个辅助绕组，主绕组和辅助绕组共用磁芯。副边电路包括多个通道单元，每个通道单元包括级联的副边补偿网络和整流滤波电路，副边补偿网络由谐振网络和选频网络连接构成，主绕组和辅助绕组分别连接一个通道单元。其中，选频网络用于阻挡除本通道谐振频率外的其他频率电流通过，各通道单元中的选频网络实现基波与各奇次谐波彼此间的解耦。

实施例一：

图1为本发明多通道系统示意图，输入为直流电压vin，经逆变电路得到高频方波，在2n阶lc阶梯网络作用下，选取n个谐振频率，经非接触变压器耦合到副边，由n个通道单元对应的副边补偿网络解耦后，整流滤波输出。其中，原边多频谐振网络还可采用图2或图3或其他以串并联lc为基本单元，具有类似特性的高阶网络；xe为输入相角调节单元。非接触触变压器选用旋转盘式，如图7和图8所示，原边线圈与副边线圈轴向上下正对。为了便于分析，以图3所示的恒压型双通道系统为例进行说明。

图4中la，lb，ca，cb构成原边双频谐振网络，定义sω为复频率，满足sω_m＝jω_m，其中，ω_m为m次谐波频率，可求得双频谐振网络输出电流增益gip为：

其中，ip为原边双频谐振网络输出电流，vab为逆变电路桥臂中点输出电压，zo为原边电路的等效负载。

由上式知，当时，gip与负载zo无关。若实现基波与三次谐波谐振时，gip与负载zo无关，则需满足：

其中，ω_1为基波频率。

定义基波与三次谐波恒流增益数值分别为g_1、g_3，则：

联立(2)和(3)即可得到双频谐振网络参数：

由此，通过谐振元件参数的设计，即可实现原边双频网络在基波和三次谐波频率的电流增益不受负载变化影响。n频谐振网络参数设计可依此类推，实现在基波与任意奇次谐波共n个频率点下谐振的电流增益不受负载变化影响。

对于输入相角调节单元xe，原边电路等效负载zo为原边线圈自感lp、原边线圈交流内阻rp、副边折射阻抗zr等的总阻抗，写成电阻与电抗的组合形式为zo＝ro+jxo。双频谐振网络基波与三次谐波输入相角分别为：

上式中，m1＝4096，m2＝192，m3＝1664。xo_1,ro_1为zo在基波频率下等效电阻和等效电抗；xo_3,ro_3为三次谐波频率下等效电阻和等效电抗。则令上式为零时可得：

为了在不同负载条件下，均能够对输入相角进行调节，需增加输入相角调节单元，如图4所示。输入相角调节单元xe可由单电感、单电容或电感电容的组合构成，且满足：

其中，xe_1为基波频率下的输入相角调节单元等效电抗，xe_3为三次谐波频率下的输入相角调节单元等效电抗。

加入输入相角调节单元能够使宽负载范围输出下，系统整体输入阻抗纯阻性，有利于原边逆变电路开关管软开关的实现，改善波形并提高系统效率。

对于图4所示的副边谐振网络，用下标(1)表示1通道单元的电路参数，下标(2)表示2通道单元的电路参数。副边主绕组ls(1)与谐振网络、基波选频网络级联后，经整流滤波后构成1通道单元的输出；副边辅助绕组ls(2)与谐振网络、三次谐波选频网络级联后，经整流滤波后构成2单元的通道输出。图中，cs(1)、lr(1)、cr(1)与cs(2)、lr(2)、cr(2)分别构成1、2通道单元的补偿网络，其中，cs(1)和cs(2)分别为1、2通道单元的谐振网络，lr(1)、cr(1)与lr(2)、cr(2)分别构成1、2通道单元的选频网络，具有解耦作用。实现基波与三次谐波解耦工作的条件为：

由于lr(1)、cr(1)与lr(2)、cs(2)均为并联谐振，分别阻碍1通道单元中三次谐波和2通道单元中基波的传输，从而在副边网络中实现能量解耦传输。此外，为满足副边恒定电压增益输出还应满足：

由此，便能实现双通道恒压输出。且此时交流电压增益gva为：

其中，vos(1)为1通道整流滤波电路输入电压，vab_1为逆变电路桥臂中点输出电压的基波分量，vos(2)为2通道整流滤波电路输入电压，vab_3为逆变电路桥臂中点输出电压的三次谐波分量，mps(1)为变压器原边绕组与副边主绕组互感，ip_1为原边输出电流的基波分量，mps(2)为原边绕组与副边辅助绕组互感，ip_3为原边输出电流的三次谐波分量，gip_1为基波频率下原边双频谐振网络输出电流增益，gip_3为三次谐波频率下原边双频谐振网络输出电流增益。

在恒压型结构中，整流滤波电路输入电压vos与输出电压vo关系为：

则直流电压增益gvd为：

实施例二：

图5所示为采用耦合电感的恒流型输出双通道系统。其中，原边双频谐振网络去耦等效电路如图6所示，图中la+m,lb+m等效于式(1)-(4)中la、lb，ca与-m串联组合后等效于式(1)-(4)中ca。如此即可与实例一中原边双频网络保持相同特性，同时大大减少无源器件体积与重量。非接触变压器采用旋转柱式，如图9和图10所示，原副边线圈径向正对。恒流型双通道系统与恒压型区别在于副边补偿网络中的谐振网络，恒压型cs(1)和cs(2)分别串联在各自通道中，而恒流型采用并联式，此外，图中电感ld(1)、电感ld(2)起到调节变压器输入阻抗作用，可以根据实际需要是否加入。此时，恒流型双通道系统的基波、谐波解耦及实现恒流增益的条件均与恒压型相同。且相应交流电流增益gia为：

在恒流型结构中，整流电路输入电流ios与输出电流io关系为：

则直流电流增益gid为：

为验证本发明的可行性及理论分析准确性，下表1为实际测得的双通道非接触旋转变压器原副边气隙5mm时的参数。

表1双通道非接触旋转变压器参数(@50khz)

取原边基波、三次谐波电流增益分别为：g_1＝-0.02，g_3＝0.02，基波工作频率f_1＝50khz。将g_1、g_3以及f_1代入式(4)可求得：la＝106.1μh，lb＝79.58μh，ca＝31.83nf，cb＝42.44nf。取lr1＝20μh，lr2＝50μh，由式(8)和(9)可求得：cs1＝36.78nf，cr1＝56.29nf，cs2＝26.33nf，cr2＝202.64nf。汇总如表2。

表2双通道系统补偿网络参数(@50khz)

图17所示为原边双频谐振网络的电流增益曲线，从图中可以看出，在基波频率50khz(原边逆变电路开关管驱动信号为50khz互补的50％占空比方波)以及三次谐波频率150khz处，电流增益曲线均存在交点，增益交点值约为0.02，满足双频谐振特性。

分别取30ω、40ω以及55ω负载电阻扫频实验可得实例一中恒压型双通道系统输出曲线如图18和19所示。1通道电压增益交点约为50khz，电压增益值约为1.19；2通道电压增益交点约为49.5khz，电压增益值约为0.45。2通道谐振频率约为49.5×3＝148.5khz，逆变电路输出方波电压中三次谐波分量构成其实际输入，从而验证本发明双通道系统的可行性。本实例中恒流型输出双通道系统扫频曲线如图20和21所示，1通道电流增益交点约为49.74khz，电流增益值约为0.015；2通道电流增益交点约为46khz，电流增益值约为0.005。

从扫频曲线可以看出，所搭建的电路具有恒压、恒流特性，与本发明理论分析基本一致。需要注意的是，2通道增益交点处的频率和增益值稍有偏差，这是由于2通道增益交点对参数变化特别敏感导致。为保证2通道具有良好的恒增益特性，实际应用中补偿网络参数偏差应尽可能小。

实施例三：

对于本发明的多通道系统，可进行输出串、并联组合输出，图11和12分别为本发明恒压型双通道输出串联和恒流型双通道输出并联结构示意图。对于恒压输出结构，整流电路输出可进行串联组合；恒流输出结构，整流电路输出可进行并联组合，此外，还可根据实际需求，进行串并联混合组合。副边两个通道串联输出时，满足：vo＝vo(1)+vo(2)，且各通道功率按电压比值进行分配；副边两个通道并联输出，满足：io＝io(1)+io(2)，且各通道功率po按电流比值进行分配：

恒压：恒流：

其中，rl为系统负载。

忽略整流电路损耗，则整流电路输入输出功率相等，由此可得到各通道单元的整流滤波电路等效电阻re分别为：

恒压：

恒流：

其中，is(1)为副边1通道输入电流，is(2)为副边2通道输入电流。

为验证本发明的可行性，对双通道系统最大输出功率进行评估。下面通过戴维南等效电路求解最大输出功率，由最大功率传输定理可知，当负载阻抗模值与戴维南等效内阻抗模值相等时，负载可获得最大功率。

作为对比，首先对单通道系统进行分析，认为单通道系统仅传递基波功率。利用基波进行功率传输时，假设基波电压增益为gva_1，则单通道系统开路电压voc_1＝vab_1·gva_1，设此时戴维南等效内阻抗为zi_1，则最大传输功率为pomax_1＝(vab_1·gva_1)²/4|zi_1|。利用三次谐波进行功率传输时，将开关频率降为原基波频率的1/3，由于谐振频率没有改变，因而电压增益以及等效内阻抗均未改变，所以利用三次谐波进行功率传输时，可获得的最大传输功率为pomax_3＝(vab_3·gva_1)²/4|zi_1|。由于vab_3为vab_1的1/3，所以三次谐波最大传输功率与基波最大传输功率比值为1/9。

由于双通道系统原边电路在谐振频率点处具有恒流输出特性，所以先对原边电路进行电流源等效，如图13所示。图中r′p表示原边线圈与谐振补偿网络等效交流电阻之和，r′s′(1)表示1通道单元的线圈与谐振补偿网络等效交流电阻之和，r′s(2)表示2通道单元的线圈与谐振补偿网络等效交流电阻之和。副边各通道输出开路电压voc分别为：

voc(1)＝jω_1mps(1)vab_1gip_1，voc(2)＝jω_3mps(2)vab_3gip_3(19)

求解各通道等效内阻抗时，将恒流源ip_1和ip_3视为开路，因此原边回路阻抗折射到副边时近似为零，所以1、2通道单元的内阻抗分别与其副边阻抗相等，即：

当工作在谐振频率点时，上式虚部为零，因此，1、2通道单元的等效内阻抗与副边等效交流电阻近似相等。当整流电路等效负载电阻re(1)、re(2)分别与其戴维南等效内阻抗相等时，两通道可分别输出最大功率：

所以三次谐波最大传输功率与基波的比值为：

从上式中可看出，双通道系统可通过调节原副边线圈互感、原边电流增益、线圈和补偿网络的等效交流电阻进行基波与谐波的功率分配。与单通道系统相比，双通道系统不仅可以实现输入相角弱感性、恒增益输出，而且在不考虑原边线圈电流应力的条件下，大大增加了功率传输能力，并且可以通过调节原边电流增益、变压器互感、线圈和补偿网络等效内阻等方式，对基波、谐波功率占比灵活分配，实现功率最优传输。

实施例四：

本发明的多通道系统，还可加入闭环控制策率对系统进一步优化。图14中对多通道输出电压、电流进行采样，闭环控制原边逆变电路，可通过移相、变频控制等策略调节副边个通道间的输出比例关系，同时在宽负载变化时稳定输出。此外图14中所示的各通道输出还可进行串联、并联或串并联混合组合，得到复合电压源或电流源模块。图15为多通道并联输出，并在各通道副边输入端加入闭环控制继电器的系统示意图，可根据输出功率或电流大小，对副边各通道进行投切，实现功率最优化传输。图16为多通道串联输出，并将各谐波通道整流电路替换为可控整流，并对其进行闭环控制。若把基波通道作为主功率输出，则可通过控制各谐波通道的可控整流网络调节系统整体输出电压，维持输出电压稳定或实现宽输出电压范围调节。相较于对基波通道主功率回路输出直接调节，谐波通道功率较小，对其进行控制间接调节更有利于系统整体效率的提升。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。