一种DC/DC变换器的制作方法

本发明涉及dc/dc变换器，特别涉及具有同步整流的buck+推挽两级电路拓扑的dc/dc变换器。

背景技术：

输入电压范围在18-75v的dc/dc隔离式大功率dc/dc铁路电源产品中，为降低输入开关管电压应力、减少变压器匝数，以及提高变换器的效率，通常采用具有同步整流的buck+推挽两级电路拓扑的电源电路。

如图1所示的即为具有同步整流的buck+推挽两级电路拓扑变换器的原理图，包括buck变换器，推挽变换器，控制电路，隔离传输电路和驱动电路，buck变换器的输入端即为dc/dc变换器的输入端，buck变换器的正输出端连接推挽变换器的正输入端，buck变换器的负输出端连接推挽变换器的负输入端，推挽变换器的输出端即为dc/dc变换器的输出端，推挽变换器为同步整流管整流。

buck变换器通常由输入电容c1、功率开关管q1、续流管q2、储能电感l1和输出端电容组成；推挽变换器通常由输入电容、功率开关管q3和q4、变压器t1、输出端同步整流管q5和q6以及输出端电容c3组成；其中，电容c2既作为buck变换器的输出端电容，又作为推挽变换器的输入电容。

控制电路至少包含四个信号端：buck变换器功率开关管q1的控制信号输出端hd，buck变换器续流管q2的控制信号输出端ld，推挽变换器功率开关管q3的控制信号输出端push，推挽变换器功率开关管q4的控制信号输出端pull，控制电路还有个开启电压vcc(图1中未给出)。控制电路的输出端hd和输出端ld输出两个互补的驱动信号。输出端push和输出端pull输出两个互补的驱动信号；输出端hd输出的驱动信号开关频率是输出端push输出的驱动信号的2倍。输出端hd与输出端ld端输出的驱动信号受控于输出电压vo。

隔离传输电路至少包含4个信号端：输入信号端via，输入信号端vib，输出信号端voa，输出信号端vob；输入信号via与输出信号voa为时间同步的驱动信号，输入信号vib与输出信号vob为时间同步的驱动信号。隔离传输电路用于把控制电路输出端push和控制电路输出端pull输出的驱动信号隔离传输到驱动电路的输入端。

驱动电路至少包含5个信号端：输入信号端ina，输入信号端inb，输出信号端outa，输出信号端outb和供电信号端vdd1，输入信号ina与输出信号outa为时间同步的驱动信号，输入信号inb与输出信号outb为时间同步的驱动信号。驱动电路用于把隔离传输电路的驱动信号传输到推挽变换器副边，用于驱动功率开关管q5与功率开关管q6，当驱动电路的输入信号端ina或输入信号端inb的电平信号高于第一比较基准电压时，驱动电路的输出信号端outa或输出信号端outb输出高电平的驱动信号，当驱动电路输入信号端ina或输入信号端inb的电平信号低于第二比较基准电压时，驱动电路的输出信号端outa或输出信号端outb停止输出高电平的驱动信号。其中，第一比较基准电压高于第二比较基准电压。

功率开关管q1和续流管q2为典型的电子开关管，比如为mosfet管。当功率开关管q1导通时，输入端vin电压通过功率开关管q1给储能电感l1进行充电，并给电容c2提供能量。当功率开关管q1截止后，续流管q2导通，流经储能电感l1的电流经续流管q2进行续流，同时电容c2放电，使buck变换器的输出电压v1得以维持。

推挽变换器的输入电压取自于buck变换器的输出电压，为v1。功率开关管q3和q4以及同步整流管q5和q6为典型的电子开关管，比如为mosfet管。推挽变换器的功率开关管q3与同步整流管q5同时开通或关断，推挽变换器的功率开关管q4与同步整流管q6同时开通或关断。推挽变换器的输入电压v1在功率开关管q3与同步整流管q5开通时，经变压器t1给输出端vo提供能量。当功率开关管q3与同步整流管q5截止后，功率开关管q4与同步整流管q6开始导通，输入电压v1，经变压器t1给输出端vo提供能量。

图1在电流经过同步整流管q5或同步整流管q6流向输出端时，同步整流管的导通能够代替单向二极管，消除单向二级管压降，起到同步整流的作用，提高效率。但由于同步整流管具有双向导通电流能力，电流也能够经同步整流管从输出端反向流回输入端，导致图1变换器应用在电池、电容等储能设备供电时，因输出端vo会储存大量的能量，从而会损坏buck变换器中的功率开关管q1。具体分析如下：

当输入端vin频繁进行开关切换时，在输入端vin电压下降到0v后，由于输出端vo储存大量能量，输出端vo电压不会迅速掉下来，而是缓慢下降。此时，输入端vin电压下降到0v后又重新开启，当输入端vin电压达到控制电路的开启电压vcc后，控制电路的输出端push和输出端pull开始输出高电平的驱动信号。驱动电路同时开启工作，功率开关管q3、功率开关管q4、同步整流管q5、同步整流管q6开始交替同步工作。此时，buck变换器的输出端会从两级拓扑变换器的输出端vo通过变压器t1感应到一个电压v11，感应到的电压v11的大小跟输出端vo储存的能量大小有关，储存的能量越大感应到的电压v11越大。

buck变换器的输出电压v1＝vin×d，d为控制电路hd输出的驱动信号的占空比。刚开启时，控制电路处于软启动状态，d从零开始缓慢增大，此时d很小，感应电压v11大于vin×d，buck变换器处于反向工作状态，即boost工作状态。功率开关管q1会承受一个从源极到漏极的反向大电流，感应电压v11越大，反向电流会越大，当电流超过功率开关管q1能承受的电流后，功率开关管q1就会损坏。

因此，为了解决功率开关管q1在输入端vin进行频繁开关切换时损坏的问题，需要提出一种防止输出电流倒灌的技术方案。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明要解决的技术问题是提供一种dc/dc变换器，采用具有同步整流的buck+推挽两级电路拓扑，在输入端电压频繁开关切换时，不会因输出电流倒灌，导致损坏buck变换器中的功率开关管。

为解决上述技术问题，本发明的构思为：通过检测输出电压来控制推挽变换器副边的同步整流管的工作状态，当输出电压未建立到稳态工作的电压值前，推挽变换器的副边同步整流管工作在二极管整流状态，切断dc/dc变换器输出端的电流往输入端倒灌的路径，从而保护了buck变换器的功率开关管不被损坏，同时稳态工作时不影响dc/dc变换器的效率。

基于上述发明构思，本发明的技术方案如下：

一种dc/dc变换器，包括buck变换器、推挽变换器、控制电路、隔离传输电路和驱动电路，其特征在于：还包括电压检测电路，电压检测电路包括供电端vdd2、输入端in1、第一输出端out1和第二输出端out2，供电端vdd2为电压检测电路的供电输入端，为电压检测电路供电；输入端in1连接dc/dc变换器的输出端，对输出电压vo进行检测；第一输出端out1连接驱动电路的输入信号端ina，对驱动电路的输入信号端ina进行控制，第二输出端out2接驱动电路的输入信号端inb，对驱动电路的输入信号端inb进行控制。

优选的，电压检测电路供电端vdd2可单独供电，也可以接驱动电路的供电信号端vdd1，还可接输出电压vo。

作为上述电压检测电路的一种具体实施方式，其特征在于：电压检测电路包括稳压二极管z1、电阻r1、电阻r2、电阻r3、运放ic2、二极管d1和二极管d2；电阻r1的一端作为电压检测电路的输入端in1，电阻r1的另一端接电阻r2的一端，其连接点连接运放ic2的正输入端，电阻r2的另一端接输出地，稳压二级管z1的阳极接输出地，稳压二级管z1的阴极接电阻r3的一端，其连接点接运放ic2的负相输入端，电阻r3的另一端和运放ic2的供电端接电压检测电路的供电端，运放ic2的接地端连接输出地，运放ic2的输出端连接二极管d1的阴极和二极管d2的阴极，二极管d1的阳极作为电压检测电路的第一输出端out1，二极管d2的阳极作为电压检测电路的第二输出端out2。

优选的，二极管d1和二极管d2为肖基特二极管。

优选的，稳压二级管z1的稳压值低于电压检测电路供电端电压最小值。

作为上述电压检测电路的另一种具体实施方式，其特征在于：电压检测电路包括运放ic1、电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4、电阻r5、电阻r6、运放ic2、二极管d1和二极管d2；电阻r1的一端作为电压检测电路的输入端，电阻r1的另一端接电阻r2，其连接点连接运放ic2的正输入端，电阻r2的另一端接输出地，运放ic1的阳极接输出地，运放ic1的阴极接电阻r4的一端，电阻r4的另一端接电阻r3的一端，其连接点连接运放ic2的负输入端，电阻r3的另一端和运放ic2的供电端连接电压检测电路的供电端，电阻r6的一端接输出地，电阻r6的另一端接电阻r5一端，其连接点连接运放ic1的基准端，电阻r5的另一端接运放ic2的负输入端，运放ic2的接地端连接输出地，运放ic2的输出端连接二极管d1的阴极和二极管d2的阴极，二极管d1的阳极作为电压检测电路的第一输出端out1，二极管d2的阳极作为电压检测电路的第二输出端out2。

优选的，二极管d1和二极管d2为肖基特二极管。

优选的，当运放ic1的基准端电压高于内部基准电压值时，当运放ic1的基准端电压高于内部基准电压值时，运放ic1的阴极到阳极将有电流流过，当运放ic1的基准端电压低于内部基准电压值时，运放ic1的阴极到呈截止状态。

优选的，运放ic2的负相输入端的电压值为运放ic1的稳压值，该稳压值低于电压检测电路供电端vdd2电压最小值。

本发明的工作原理简要分析如下：

在输入端进行频繁开关切换时，电压检测电路对输出电压进行实时检测。在输出电压未建立到稳态工作电压值时，电压检测电路的运放ic2的输出端输出一个低电平，通过二极管d1和二极管d2将隔离传输电路输出端voa、vob的高电平脉冲电压拉低，低于驱动电路的第二比较基准电平，驱动电路不工作，推挽变换器的同步整流管工作在二极管整流状态。由于二极管的单向导电性，输出端的电流无法倒灌回原边。

当输出电压值建立到稳态工作电压值后，电压检测电路的运放ic2的输出端输出一个高电平，此高电平电压值大于隔离传输电路输出端voa、vob电压，二极管d1和d2处于截止状态，不影响驱动电路的正常工作，推挽变换器的同步整流管工作在同步整流状态，此时控制电路完成软启动，v1＝vin×d，buck变换器工作在充电状态，功率开关管q1无从源极到漏极的反向boost大电流，功率开关管q1不会损坏。

本发明的有益效果为：

在采用具有同步整流的buck+推挽两级电路拓扑的dc/dc变换器的输入端进行频繁开关切换，未建立稳态工作时，使推挽变换器的同步整流管工作在二极管整流状态，切断dc/dc变换器输出端的电流往输入端倒灌的路径，从而保护了buck变换器的功率开关管不被损坏。

附图说明

图1为现有技术具有同步整流的buck+推挽两级电路拓扑变换器的原理图；

图2为本发明dc/dc变换器的原理框图；

图3为第一实施例dc/dc变换器中的电压检测电路的原理图；

图4为第二实施例dc/dc变换器中的电压检测电路的原理图。

具体实施方式

图2为本发明dc/dc变换器的原理框图，与图1现有技术不同之处在于要切断输出电流往原边倒灌的路径，因此还包括电压检测电路，电压检测电路的输入端检测dc/dc变换器输出端的输出电压vo，通过其第一输出端out1和第二输出端out2输出检测电压信号，驱动电路通过比较检测电压信号与第一比较基准电压和第二比较基准电压的大小关系，从而判断是否切断输出电流往原边倒灌的路径，从而保护buck变换器中的功率开关管不被损坏。

为了使得本领域的技术人员更加容易理解本发明，下面结合具体的实施方式对本发明进行说明。

第一实施例

图3所示为本发明第一实施例dc/dc变换器中的电压检测电路的原理图，其它电路与图1及图2相同，因此没有进行绘制。

本实施例的电压检测电路由稳压二极管z1、电阻r1、电阻r2、电阻r3、运放ic2、二极管d1和二极管d2组成。

电阻r1的一端为电压检测电路的输入端接输出电压vo，电阻r1的另一端接电阻r2，电阻r2的另一端接输出地，电阻r1的另一端接电阻r2的一端，其连接点连接运放ic2的正输入端，电阻r2的另一端接输出地，稳压二级管z1的阳极接输出地，稳压二级管z1的阴极接电阻r3的一端，其连接点接运放ic2的负相输入端，电阻r3的另一端和运放ic2的供电端接电压检测电路的供电端，运放ic2的接地端连接输出地，运放ic2的输出端连接二极管d1的阴极和二极管d2的阴极，二极管d1的阳极作为电压检测电路的第一输出端out1，二极管d2的阳极作为电压检测电路的第二输出端out2。

优选地，本实施例中二极管d1和二极管d2选用肖特基二极管，以获得更低的正向导通压降。

进一步地，本实施例中设置驱动电路的第一比较基准电平vdish为2.2v，第二比较基准电平vdisl为0.8v，通过回差设计而能有效避免驱动电路误动作。

工作原理如下：

如图3所示，本实施例中的运放ic2优选为ti公司的lm2904，当dc/dc变换器的输入端电压vin达到控制电路工作电压vcc后，控制电路开始工作，控制电路的输出端hd，输出端ld，输出端push，输出端pull有高电平的驱动信号输出，buck变换器的正输出端u1的电压v1开始上升，同时推挽变换器开始工作，输出电压vo上升，输出电压vo经电阻r1和r2分压，在电阻r2两端产生电压v2。

当电压v2未上升到稳压二级管z1的稳压值前，运放ic2的输出端电压为低电平,通过二极管d1和二极管d2将隔离传输电路的输出信号端voa和输出信号端vob的高电平脉冲电压拉低，并低于于第二比较基准电压vdisl，驱动电路不工作，所述的驱动电路的输出信号端outa和输出信号端outb无驱动信号输出，同步整流管q5和同步整流管q6工作在二极管整流状态。由于二极管的单向导通性，dc/dc变换器的输出端vo储存的电流能量没法通过变压器t1反灌到buck变换器的正输出端u1。

当电压v2上升到稳压二极管z1的稳压值后，运放ic2的输出端电压为高电平，此高电平电压值大于隔离传输电路的输出信号端voa、输出信号端vob的电压，二极管d1和二极管d2处于截止状态，不影响驱动电路的正常工作，同步整流管q5和同步整流管q6开始工作在同步整流状态。此时，控制电路完成软启动，dc/dc变换器工作在稳态，其中的buck变换器的正输出端u1感应到的电压v11小于v1＝vin×d。功率开关管q1工作在正向buck降压充电状态，不是工作在反向boost状态，功率开关管q1没有反向充电电流，解决了buck变换器中功率开关管q1容易出现电流倒灌引起的损坏风险。

第二实施例

图4所示为本发明第二实施例dc/dc变换器中的电压检测电路的原理图，其它电路与图1及图2相同，因此也没有进行绘制。

本实施例的电压检测电路包括：运放ic1、电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4、电阻r5、电阻r6、运放ic2、二极管d1和二极管d2。

电阻r1的一端作为电压检测电路的输入端接输出电压vo，电阻r1的另一端接电阻r2，其连接点连接运放ic2的正输入端，电阻r2的另一端接输出地，运放ic1的阳极接输出地，运放ic1的阴极接电阻r4的一端，电阻r4的另一端接电阻r3的一端，其连接点连接运放ic2的负输入端，电阻r3的另一端和运放ic2的供电端连接电压检测电路的供电端，电阻r6的一端接输出地，电阻r6的另一端接电阻r5一端，其连接点连接运放ic1的基准端，电阻r5的另一端接运放ic2的负输入端，运放ic2的接地端连接输出地，运放ic2的输出端连接二极管d1的阴极和二极管d2的阴极，二极管d1的阳极作为电压检测电路的第一输出端out1，二极管d2的阳极作为电压检测电路的第二输出端out2。

优选地，运放ic2的负相输入端的电压值为运放ic1的稳压值，该稳压值低于电压检测电路供电端vdd2电压最小值。

图4所示，本实施例与第一实施例的工作原理基本相同，不同点在于运放ic2的负相输入端的稳压值实现方式不同，第二实施例采用运放ic1、电阻r4、电阻r5和电阻r6实现可调稳压值，运放ic1可采用icaz431实现，icaz431电压精度可达到±0.4％，如选用±0.1％精度的电阻，稳压值可实现±1％的精度，而稳压管的稳压值精度一般为±5％，因此第二实施例可实现对输出电压vo更加准确的检测与控制，最终实现减小反灌电流值的目的。

需要说明的是，本实施例和第二实施例的控制逻辑均为：当驱动电路的输入信号端ina或输入信号端inb的电平信号高于第一比较基准电压时，驱动电路的输出信号端outa或输出信号端outb输出高电平的驱动信号，当驱动电路输入信号端ina或输入信号端inb的电平信号低于第二比较基准电压时，驱动电路的输出信号端outa或输出信号端outb停止输出高电平的驱动信号。本领域的技术人员也可想到采用相反的控制逻辑，此时只要输出电压vo未建立到稳态前，驱动不工作，无高电平驱动信号输出即可。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干等同变换、改进和润饰，这些等同变换、改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述。