电流型降压转换器轻重载模式切换快速响应方法和电路与流程

本发明涉及集成电路技术领域，具体涉及一种电流型降压转换器轻重载模式切换快速响应方法和电路。

背景技术：

随着电力电子产品的需求和半导体技术的发展，集成电路(ic)在电力电子产品中的重要性越来越高，在开关电源等领域的应用也越来越广泛。降压(buck)型直流-直流(dc-dc)转换器不断追求高性能，高效率及低功耗，当前，buck型dc-dc转换器芯片可通过检测负载电流控制转换器重载下工作在连续脉宽调制(pwm)模式，轻载下工作在间歇模式。在间歇模式下可通过控制大部分模块关闭，只有使能、基准电压产生、偏置电流产生、反馈电压(vfb)检测等模块开启，保证芯片在轻载时能够正常工作且保持超低功耗。但是在轻载间歇模式到重载pwm模式切换过程中，往往会出现环路建立时间长、响应慢，从而引起输出电压过冲或者下冲大，造成输出电压纹波大，影响后级系统正常工作的问题。

传统的电流型降压转换器轻重载模式切换示意图如图1所示。轻载和重载分别由不同的控制电路控制电压vout输出。轻载工作时，轻载间歇模式控制电路和固定电压钳位电路正常工作，在检测到负载变大且输出电压变低后，系统切换到重载脉宽调制模式控制，同时轻载模式停止工作，上述固定电压钳位电路用于给重载脉宽调制模式控制电路提供一定初始电压，以便其控制环路响应不会太慢。

图2为传统电流型降压转换器轻重载模式控制系统的电路原理示意图。重载脉宽调制控制模式控制电路包括电压环控制电路(下文简称电压环路)和电流环控制电路(下文简称电流环路)。电压环路由误差放大器ea、环路补偿电路compensation、脉宽调制比较器pwm、逻辑控制单元logic、驱动级driver、功率级(由m1、m2、l、cout组成)、反馈网络(由rf1、rf2组成)组成，用于实现对输出电压vout的控制。电流环路包括电流采样电路isense、斜坡补偿电路slope、脉宽调制比较器pwm、逻辑控制单元logic、驱动级driver、功率级(组成同上)组成，用于快速响应输出电流的变化。

重载脉宽调制模式控制电路的ea根据采集的反馈电压fb，调节compensation获得合适的补偿点电压comp从而调制pwm的输出，继而控制输出电压vout。

轻载间歇控制模式控制电路包括输出电压控制电路及轻载退出检测电路。输出电压控制电路通过迟滞比较器comp1控制反馈电压fb实现输出电压稳定；轻载退出检测电路通过检测反馈电压fb是否低于基准电压vref-v1，实现轻载模式退出检测。

图中clamp为固定电压钳位电路，在轻载间歇控制模式工作时，固定电压钳位电路clamp始终保持工作，将补偿点电压comp钳位在设定的基准电压点，以保证系统从轻载间歇控制模式切换到重载脉宽调制控制模式时，系统中响应最慢的comp(受compensation影响)能有一定的初始值，以便pwm能尽快正常工作。

在轻载间歇控制模式下，误差放大器ea不工作，comp由clamp固定在设定的基准电压点，当输出负载瞬间从轻载切换到重载时，comp无法正确响应不同占空比(输出电压与输入电压比例)引起的变化，造成大占空比时切换到重载后comp恢复时间长，系统响应速度慢，引起输出电压下冲过大(因为clamp钳位电压通常不高)，当然也可以将comp钳位电压提高，避免轻重载切换时输出下冲过大，但是这样又会带来小占空比切换时输出过冲大的问题。

总之，传统电流型降压转换器轻重载模式切换时，环路响应慢，输出纹波大。

技术实现要素：

鉴于此，本发明的目的是，针对传统电流型降压转换器由轻载间歇控制模式切换到重载脉宽调制控制模式时，环路响应慢，输出纹波大的问题，提供一种能促使电流型降压转换器在轻重载模式切换时能快速响应的方法。

本发明的发明目的通过如下技术方案实现：一种电流型降压转换器轻重载模式切换快速响应方法，所述电流型降压转换器的轻重载模式控制系统包括轻载间歇模式控制电路和重载脉宽调制模式控制电路以及电压钳位电路，所述电压钳位电路用于给所述重载脉宽调制模式控制电路提供初始电压，以便其控制环路响应不会太慢，所述轻载间歇模式控制电路与所述重载脉宽调制模式控制电路不同时工作，所述轻载间歇模式控制电路工作时，所述降压转换器工作在轻载间歇模式，所述重载脉宽调制模式控制电路工作时，所述降压转换器工作在重载脉宽调制模式，其特征在于，所述电压钳位电路为自适应comp电压钳位电路，在所述电流型降压转换器工作在轻载间歇模式时，通过所述自适应comp电压钳位电路，根据不同的输入电压、输出电压占空比产生自适应的钳位电压作为所述重载脉宽调制模式控制电路的所述初始电压。

上述自适应comp电压钳位电路在重载脉宽调制控制模式工作时可以关断，以节省系统功耗。

在电流型降压转换器中，compensation是主要的环路补偿器件，见图2，comp是环路中变化最慢的点，因此，想要整个环路响应速度快，就需要comp能够快速响应。本发明通过自适应comp电压钳位电路使comp自适应占空比的变化，随时为所述重载脉宽调制模式控制电路提供合适的初始电压，解决环路响应慢，输出纹波大的问题。

本发明还提供一种上述方法中所涉及的电路，所述自适应comp电压钳位电路推荐实现方式如下：

包括占空比电压产生电路、斜坡电流产生电路、电流叠加电路和电压钳位电路；

所述占空比电压产生电路产生与输入电压、输出电压相关的占空比d：

并根据占空比d产生占空比电压vd，其中vcc为固定电源电压；

vd＝vcc×d

所述斜坡电流产生电路根据vd产生与在重载脉宽调制模式工作时相同的斜坡补偿电流islope；

所述电流叠加电路用来产生comp钳位所需的钳位电流iclamp，由斜坡补偿电流islope叠加固定基准电流iref得到，其中，iref为占空比为0时comp最低钳位电流；

iclamp＝islope+iref

所述电压钳位电路由电流电压转换电路和单位增益缓冲器组成，其通过对输入的钳位电流iclamp进行电流电压转换，得到待钳位电压vclamp，vclamp＝iclamp×rclamp，rclamp为钳位电阻，与重载脉宽调制控制模式中vslope采用电阻匹配，待钳位电压经过单位增益缓冲器后得到能够自适应跟随占空比变化的comp钳位电压。

所述占空比电压产生电路包括两个开关管、滤波网络，还包括前级缓冲和电平转换电路i1、i4以及反相器i2、i3、i5；

两个开关管串联，串联后的一端连接电源vcc，另一端接地，两个开关管的串联端通过所述滤波网络输出vd，上开关管驱动信号drvh依次经过前级缓冲和电平转换电路i1、反相器i2、i3后作为与电源vcc连接的开关管的控制信号，下开关管驱动信号drvl依次经过前级缓冲和电平转换电路i4、反相器i5后作为接地开关管的控制信号。

所述斜坡电流产生电路包括运算放大器op1、源级跟随nmos管、电流镜、电阻r3以及iref产生电路；

运算放大器op1的正向输入端输入vd，输出端与源级跟随nmos管的栅极相连，源级跟随nmos管的源极连接运算放大器op1的反向输入端后通过电路r3接地，源级跟随nmos管的漏极与电流镜的输入端连接，电流镜的输出端并接iref产生电路的输出端后输出iclamp。

所述单位增益缓冲器包括运算放大器op2、nmos管和偏置电流ib产生电路；

运算放大器op2的正向输入端输入vclamp，输出端连接nmos管的栅极，nmos管的源极连接运算放大器op2的反向输入端、通过偏置电流ib产生电路后接地，同时作为comp钳位电压的输出端，nmos管的漏极连接电源vcc。

相比于现有技术，本发明具有如下有益效果：

本发明以自适应comp电压钳位电路替代之前的固定电压钳位电路，在轻载间歇模式工作时，通过自适应comp电压钳位电路，根据不同的输入电压、输出电压占空比产生自适应的钳位电压作为重载脉宽调制模式控制电路的初始电压，使得不同输入电压、输出电压条件下轻载到重载模式切换时的响应速度增强，从而提高芯片性能，实现更小的轻重载模式切换输出电压纹波。

附图说明

图1为传统电流型降压转换器轻重载模式切换示意图；

图2为传统电流型降压转换器轻重载模式控制系统的电路原理示意图；

图3为自适应comp电压钳位电路的电路原理框图；

图4为实施例一涉及的电流型降压转换器轻重载模式控制系统的电路原理示意图；

图5为占空比电压产生电路的电路原理示意图；

图6为占空比电压产生电路产生的波形示意图；

图7为斜坡补偿电流产生电路的电路原理示意图；

图8为电压钳位电路的电路原理示意图。

具体实施方式

本发明以自适应comp电压钳位电路，如图3所示，取代传统电流型降压转换器轻重载模式切换系统如图2所示中的固定电压钳位电路clamp，取代后的电路如图4所示，在轻载间歇模式工作时，通过自适应comp电压钳位电路，根据不同的输入电压、输出电压占空比产生自适应的钳位电压作为重载脉宽调制模式控制电路的初始电压，区别于传统电流型降压转换器轻重载模式切换系统以设定的基准电压作为上述初始电压，所以，相比于现有技术，本发明能很好的解决环路响应慢，输出纹波大的问题。

如图3、4所示，自适应comp电压钳位电路由占空比电压产生电路、斜坡电流产生电路、电流叠加电路和电压钳位电路组成。

占空比电压产生电路通过对上开关管驱动信号drvh和下开关管驱动信号drvl处理后，产生与输入电压vin、输出电压vout相关的占空比d：

占空比d经过转换后产生占空比电压vd，其中vcc为不随输入电压vin、输出电压vout变化的固定电源电压。

vd＝vcc×d

占空比电压产生电路需要保证实时(逐周期)采样驱动信号(drvh、drvl)，才能够正确反映占空比，从而输出正确的占空比电压vd。

斜坡电流产生电路用来产生与重载脉宽调制控制模式工作时相同的斜坡补偿电流islope，此斜坡补偿电流与当前工作条件下的占空比相关，与输入电压vin和输出电压vout绝对值无关。

通过设置合适的r产生与重载脉宽调制控制模式工作时相同的斜坡补偿电流。

电流叠加电路用来产生comp钳位所需的钳位电流，由斜坡补偿电流islope叠加固定基准电流iref得到，其中iref为占空比为0时的comp最低钳位电流，最低钳位电流用来保证前级ea和后级pwm正常工作。

iclamp＝islope+iref

电压钳位电路由电流电压转换电路和单位增益缓冲器电路组成，通过对输入钳位电流iclamp进行电流电压转换，得到待钳位电压vclamp，vclamp＝iclamp×rclamp，rclamp为钳位电阻，待钳位电压经过单位增益缓冲器后得到能够自适应跟随占空比变化的comp钳位电压。

本实施例中占空比电压产生电路的具体实现电路如图5所示。vcc为固定电源电压，drvh为上开关管驱动信号，drvl为下开关管驱动信号。i1、i4作为前级缓冲和电平转换电路，i2、i3、i5为反相器，作为缓冲级和后级驱动使用，pm1和nm1作为开关管，控制sw1高低电平。电阻r1和电容c1组成的rc滤波网络用来产生近似直流的占空比电压vd，当然此处也可以用多级滤波来产生更稳定的vd。

图6分别为连续模式(ccm)条件下和不连续模式(dcm)条件下，上述占空比产生电路产生波形的示意图。说明在连续模式和不连续模式下工作时，本电路都能够产生与占空比对应的开关信号sw1，从而经过滤波器后产生正确的占空比电压vd。

占空比电压产生电路不限于上述实现方式，也可以通过对输入电压vin和输出电压vout进行运算得到，或者通过输入电压和开关输出sw运算得到。

本实施例中斜坡电流产生电路如图7所示。本实施例为固定斜坡电流电路，此处也可以采用分段斜坡或者非线性斜坡补偿实现，但是需要与具体的重载脉宽调制控制中斜坡补偿电流产生方法相同。其中，op1为运算放大器，输入vd经过运放op1和源级跟随nmos管nm2后产生缓冲电压vbuf，vbuf经过电阻r3产生ibuf电流。

pm2和pm3为电流镜，通过设置pm2和pm3的w/l比例来调整斜坡补偿电流islope，使得islope与正常脉宽调制控制模式工作时斜坡补偿电流相同。

islope＝k×ibuf

k为pm3和pm2的w/l比例。

iref为固定电流，用来调节直流(dc)工作点，保证前级ea和后级pwm正常工作，使得产生的icalmp电流与正常脉宽调制控制模式时电流一致。

正常脉宽调制控制模式电流：ipwm＝k'×d，k’为系数。

本实施例产生的钳位电流：

本实施例中电压钳位电路如图8所示，包括电流电压转换电路和用于实现电压钳位的单位增益缓冲器两部分。首先iclamp经过电阻r4产生vclamp电压，其中，r4电阻与脉宽调制控制中vslope采用电阻匹配，这样vclamp可以与正常脉宽调制控制模式斜坡电压相同。运算放大器op2、nmos管nm3和偏置电流ib组成单位增益缓冲器，将图4中补偿点comp的电压钳位在vclamp，使得系统从轻载切换到重载脉宽调制控制模式后，comp有合适的电压保证环路能够快速正常响应，因为这个vclamp电压是自适应跟随输入输出电压(占空比)变化的，与正常重载脉宽调制控制模式时comp电压相近，因此切换到脉宽调制控制模式后环路可以很快正常工作。

上述自适应comp电压钳位电路在重载脉宽调制控制模式工作时可以关断，以节省系统功耗。