一种变换器的前馈控制方法及电路与流程

本发明适用于开关型变换器，特别适用于全桥式、推挽式变换器中变换器的前馈控制方法及电路。

背景技术：

定压电源模块常采用全桥式变换器和推挽式变换器拓扑。如图1，以全桥式变换器为例，对于定压系统而言，启动或者输出短路阶段，输出电压接近零，原边绕组上的压降被钳位至很低，大部分的压降都降落在开关管的漏端，此时功率管导通会通过非常大的饱和电流，容易烧毁。而输出建立后的稳态阶段，副边负载电流直接决定原边功率管流经的电流，烧毁危险解除。与全桥变换器相比，推挽变换器原边的p型功率管由导线直接取代，同样存在上述问题。

为解决启动和短路阶段功率管容易烧毁的问题，业内常采用在全桥或者推挽变换器原边驱动芯片中内置开关管且设置限定电流的方式(如图2)。但为了保证过流点处在2～3倍满载状态，限定电流的值也不会太小。以5v1w的系统为例，当原、副边匝比接近1:1时，启机限定电流取值约为500-600ma，为防止集成在芯片内部的功率管发热严重，限流时间不能太长。且限定电流大小和时间也直接决定了变换器的容性负载能力。

现有技术中，限定启机电流和容性负载的兼顾大多通过控制驱动芯片来实现。

一篇公开号为cn106533187b，发明名称为《驱动控制方法及电路》的中国发明专利申请，公开了一种驱动控制方法，该发明通过检测功率管的导通压降判定是否短路，在短路状态下限定功率管栅压以实现功率管的电流限定。在此基础上，通过在控制芯片中设计“限流+计时检测+打嗝保护”的方式可以折中解决定压系统的容性负载、启机带载能力与短路发热问题。然而，同样功率级不同输入电压的全桥或推挽变换器系统下，选定合适的启机限定电流很难，因为对于固定的启机限定电流ist和计时时间td，当输入电压高时，在计时时间内发热大，易出现过温情况；当变换器的输入电压低时，参考公式(1)，原、副边匝比np:ns比较小，传送到副边用于给输出电容充电的电流较小，即容性负载较低。

为解决兼容多输入范围的系统时启机限定电流ist选值困难的问题，自然会想到需要将启机限定电流ist或者是计时时间td设计为随输入电压变化的值。对此，现有技术中有通过在芯片外置限流电阻，实现启机限定电流ist可调；也有设置软启引脚，通过外接软启电容，来调节软启计时时间，实现计时时间td可调。但这些方法都需要外置芯片引脚和器件，且对于固定原、副边匝比的系统、标称输入电压±10％的变化范围内，固定的启机限定电流启机限定电流ist和计时时间td已经不能再调节，此时易导致系统在极限情况下温升或者容性负载能力减弱的情况。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明要解决现有技术所存在的不足，实现不外置芯片引脚和器件的前提下，调节启动限定电流和短路判定阀值，解决定压开关型全桥和推挽变换器在兼容不同输入电压时的系统温升和容性负载问题，并且使变换器在全输入范围内的过流点基本一致。

本发明解决上述技术问题的技术方案如下：

一种变换器的前馈控制方法，用于全桥式或推挽式变换器中功率管的启机限定电流控制，包括如下步骤：

启机限定电流分段控制步骤，在变换器启动或输出短路阶段，随副边输出电压升高原边、功率管漏端电压下降或维持期间，将启机限定电流的控制分为两段：第一段，功率管漏极导通电压大于其饱和压降时，功率管处于饱和区，直接由内部与输入电压成反比的内部偏置电流通过饱和镜像控制功率管的启机限定电流；第二段，功率管漏极导通电压小于其饱和压降后，功率管进入线性区，将随功率管漏端电压下降而升高的补偿电流叠加在内部偏置电流上，补偿线性区功率管电流的损失；

短路判定阈值确定步骤，选取输出达到90％～95％的额定输出电压值，通过原副边匝比的折算，求得对应的原边功率管漏极电压为短路判定阈值，该阈值将与输入电压呈现正相关的趋势。

作为上述技术方案的进一步改进，启机限定电流分段控制步骤包括如下过程：

(1)跨导放大器二产生与变换器输入电压成反比的跨导电流一和跨导电流二，跨导电流二作为跨导放大器一的输入偏置电流，跨导放大器一产生补偿电流，补偿电流随功率管漏端电压下降而升高、随变换器输入电压升高而减小；

(2)基准偏置电流、补偿电流、跨导电流一叠加为内部偏置电流，通过饱和镜像成比例地生成功率管的启机限定电流。

作为上述技术方案的进一步改进，短路判定阀值确定步骤包括如下过程：

跨导放大器三产生与变换器输入电压成正比的跨导电流三，跨导电流三用于降落在电阻上生成变换器启动阶段的短路保护阈值，使副边输出达额定输出电压值的90％～95％时，判定为脱离短路保护的过流点与输入电压成正比。

作为上述技术方案的进一步改进，短路判定阀值为与功率管正温度系数匹配的基准电压。

一种变换器的前馈控制电路，用于全桥式或推挽式变换器中功率管的启机限定电流控制，包括启机限定电流分段控制前置单元、电流求和单元、电流镜像单元、短路判定单元；启机限定电流分段控制前置单元产生在变换器启动或输出短路阶段、功率管漏端电压下降期间随功率管漏端电压下降而升高、随变换器输入电压升高而减小的补偿电流和随变换器输入电压成反比的跨导电流一；电流求和单元用于求和补偿电流、跨导电流一、基准偏置电流为内部偏置电流；电流镜像单元用于使内部偏置电流通过饱和镜像成比例地生成功率管的启机限定电流；短路判定单元用于短路判定阈值的确定和短路的判定。

作为上述技术方案的进一步改进，电流镜像单元包括电流镜像电路100，电流镜像电路100包含功率管mn0和功率管mn1，其中功率管mn1的栅极、漏极与功率管mn0的栅极短接，功率管mn1的源极、衬底与功率管mn0的源极、衬底均接地vss，功率管mn0的漏极生成启机限定电流ist。

作为上述技术方案的进一步改进，启机限定电流分段控制前置单元包括跨导放大器101和跨导放大器102，跨导放大器102包含正相输入端、反相输入端、输入偏置电流端和输出端，跨导放大器101与跨导放大器102的端口设置相同；

跨导放大器102的正相输入端接基准电压vref2，跨导放大器102的反相输入端接变换器输入电压分压vin_k，跨导放大器102的输入偏置电流端接基准偏置电流i_bias2，输出端的第一输出为跨导电流i_gmvin1，输出端的第二输出为跨导电流i_gmvin2，跨导电流i_gmvin1和跨导电流i_gmvin2均与变换器输入电压成反比；

跨导放大器101的正相输入端接基准电压vref1，跨导放大器101的反相输入端接功率管mn0的导通漏极电压vds_on，跨导放大器101的输入偏置电流端接跨导电流i_gmvin2，跨导放大器101的输出端输出补偿电流icomp。

作为上述技术方案的进一步改进，电流求和单元包括电流求和器104，电流求和器104包含电流输入端和电流输出端，电流输入端为三个且分别接入基准偏置电流i_bias1、补偿电流icomp和跨导电流i_gmvin1，电流输出端输出内部偏置电流isum，内部偏置电流isum接入功率管mn1的栅极。

作为上述技术方案的进一步改进，短路判定单元包括跨导放大器103、电阻r1、短路保护比较器105，跨导放大器103与跨导放大器102的端口设置相同，跨导放大器103的正相输入端接变换器输入电压分压vin_k，跨导放大器103的反相输入端接基准电压vref3，跨导放大器103的输入偏置电流端接基准偏置电流i_bias3，跨导放大器103的输出端输出跨导电流i_gmvin3，跨导电流i_gmvin3与变换器输入电压成正比；

作为上述技术方案的进一步改进，短路保护比较器105包含正向输入端、反向输入端、输出端，短路保护比较器105的正相输入端接入功率管mn0的漏极导通电压vds_on，电阻r1一端接入跨导电流i_gmvin3且接入短路保护比较器105的反相输入端，电阻r1的另一端接地vss，短路保护比较器105的输出端输出信号osp_l，信号osp_l用于变换器中的逻辑控制。

作为上述技术方案的进一步改进，功率管mn1与功率管mn0为同种类且尺寸匹配的mos管，二者之间的尺寸满足(w/l)mn0/(w/l)mn1＝k＝ist/isum。

作为上述技术方案的进一步改进，跨导放大器101、跨导放大器102和跨导放大器103端口设置相同，但包含的器件或者器件尺寸可以不同。

作为上述技术方案的进一步改进，跨导放大器101、跨导放大器102和跨导放大器103，都采用跨导放大器301的组件及连接关系；

跨导放大器301包括pmos管pm4、pmos管pm5、pmos管pm6、pmos管pm7、nmos管nm4、nmos管nm5、nmos管nm6；

pmos管pm4的源极、pmos管pm5的源极接工作电源电位vcc，pmos管pm4的栅极、漏极与pmos管pm5的栅极短接作为跨导放大器301的输入偏置电流端，pmos管pm5的漏极与pmos管pm6的源极、pmos管pm7的源极相连，pmos管pm6的栅极为跨导放大器301的正相输入端，pmos管pm7的漏极与nmos管nm5的栅极、漏极短接，pmos管pm7的栅极为跨导放大器301的反相输入端，pmos管pm6的漏极与nmos管nm4的栅极、漏极短接，nmos管nm4、nmos管nm5、nmos管nm6的源极和衬底均接地vss，nmos管nm5的栅极与nmos管nm6的栅极连接，nmos管nm6的漏极为跨导放大器301的输出端，pmos管pm4、pmos管pm5、pmos管pm6、pmos管pm7的阱电位均接内部电源电位vcc。

本发明所提方案的工作原理在具体实施例中会有详细说明，综合本发明的工作原理，本发明了现有技术中的不足，其有益效果为：

(1)兼容解决了相同功率级、不同输入电压的定压变换器设定启机限定电流时芯片发热和容性负载的问题；

(2)无需设置芯片引脚、节省了pcb布板资源，同时在同一输入电压的±10％范围内，仍可实现启机限定电流的控制，让启机发热和容性负载能力控制更灵活；

(3)在整个启机或短路输出阶段、功率管漏端电压下降期间，保证定压变换器在整个输出电压上升过程中有足够的容性负载能力。

附图说明

图1为现有技术定压全桥变换器的电路原理图；

图2为现有技术定压全桥变换器应用控制芯片的电路原理图；

图3为本发明实施例中随功率管漏端电压降低各关键信号的波形示意图；

图4为本发明实施例在控制芯片中作用的应用电路框；

图5为本发明前馈控制电路的原理框图；

图6为本发明实施例中跨导放大器的典型电路。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。

实施例

本实施例变换器的前馈控制电路工作原理：

图3所示为应用本发明实施例的定压变换器中各关键信号随功率管mn0漏端电压降低而变化的波形示意图。结合公式(2)可知变换器启动过程中，一开始由于输出电压低，变换器原边功率管mn0漏极的导通电压vds_on会很高，其中vin为变换器输入电压，vo为变换器输出电压，vd为变换器副边二极管的正向导通压降，np:ns为变换器原、副边匝比：

变换器工作在图3中1-1阶段时，功率管mn0处于饱和区，在固定的输入电压下，设定功率管mn0的初始栅压为vgs0，从而控制了启机限定电流为ist0，在此期间随着变换器输出电压vo缓慢上升，功率管mn0漏极导通电压vds_on下降，功率管mn0的导通内阻也同步减小。

变换器启动后随着变换器副边二极管的正向导通压降vd下降，功率管mn0漏极导通电压vds_on下降到图中饱和-线性临界点a点，功率管mn0接近线性区，结合饱和区和线性区的电流公式(3)和(4)可知，如果此时不给启机限定电流ist做补偿、仍保持功率管mn0的栅压vgs0不变，那么ist会很快地下降，所以在vd接近饱和压降电压时要开始设计ist的补偿，也就是定义图中的a点为启机限定电流的补偿起点。

恒流区：

线性区：

公式(3)和(4)中，μn表示载流子迁移率，cox表示单位面积栅氧化层电容，w/l为mos管宽长比，vth为mos管的阈值电压，vds和vgs分别表示mos管漏源电压和栅源电压，id表示流经mos管漏源之间的电流。

在1-2阶段末，由于vds_on下降速度很快，即便有线性的补偿电流，但线性区成指数减小的漏源电流仍可能会低于ist0，属于正常现象，可以通过将1-1阶段的电流值设定一定余量来弥补。

图3中的1-1和1-2阶段组成的阶段1即为所述的限流驱动阶段，在1阶段结束后，系统将进入稳态工作阶段2，输出vo已经建立到达稳定值，功率管进入线性区且为硬驱动，即栅压不再受限制，此时vds_on和ids决定于副边负载为恒定值，处于完全导通状态下的功率管导通阻抗也为固定值。

变换器开始进入图3中1-1阶段时，变换器中芯片内部开始启计时间。若输出电压在计时时间td内未上升到设定值(通过限流阶段短路保护阈值vth1即图中的b点电压来判定)，则判定进入短路保护休息阶段，休息计时结束后芯片再重新启动，控制该前馈电路工作在变换器启动或输出短路阶段。

系统工作进入图3中1-2阶段，定义b点对应的vds_on值为限流驱动阶段短路判定阈值vthos，其选取主要与限流阶段输出电压上升百分之多少判定脱离短路保护有关。基于全桥拓扑，分别以输入24v和9v，输出5v的系统为例，选定输出vo上升至95％时刻为短路判定点，假定原副边匝比分别为np:ns＝24：5.4和np:ns＝9：5.4，取二极管压降vd＝0.4v：

求得vthos_2405＝1.11v；vthos_0905＝0.42v；不难推算，随输入电压升高，同样输出电压下的定压系统，在保持输出建立阶段的过流点一致的情况下，所要求的短路保护判定阈值是逐渐升高的。

在集成功率管的定压原边控制芯片中，由于对应同样尺寸的开关管，不同输入电压下所需要的启机限定电流ist0不同，也就是vgs0不同，那么对应的饱和-线性临界点a的vds_on电压也会有所不同。但随输入电压vin的升高，启机限定电流ist0应该减小，从而，初始栅压值vgs0、饱和-线性临界点a对应的的vds_on都会减小。为兼容解决相同功率级、不同输入电压的定压变换器设定启机限定电流时芯片发热和容性负载的问题，因而需设计此阶段做电流补偿。

本实施例变换器的前馈控制电路的应用电路：

图4为本发明实施例在控制芯片中作用的应用电路框图，如图所示，本发明实施例在控制芯片在应用时的电路100包括分压电阻ra和rb，前馈控制电路10、基准电压与电流生成模块11，功率管导通电压采样电路12，电压选择电路13，驱动电路14，变换器n型功率管mn01和mn02，p型功率管mp01和mp02，以及两个反相器，其中vs1、vs2和vss分别为电路100的两个功率地端口和小信号地端口，vd1和vd2为功率管漏极端口，vin为电源输入端口，6个端口与图2所示的变换器控制芯片端口对应。

变换器输入电压vin经分压电阻ra和rb分压后产生与输入电压成比例关系的vin_k信号，vin还经过基准电压与电流生成模块11生成内部电路电源vcc和内部功率电源pvcc，同时产生若干基准信号vref，产生若干基准电流ibias，供前馈控制电路10做前馈判定的基准输入电压和跨导放大器的偏置电流。功率管导通电压采样电路12将导通期间的功率管mn01和mn02的漏极电压采集并保存为vds_on，反馈副边输出电压的大小，用于前馈控制电路10中的短路保护判定。前馈控制电路10基于基准电压与电流生成模块11生成的基准电压vref1、vref2和vref3，基准电流i_bias1、i_bias2和i_bias3，与输入电压成比例关系的vin_k和导通期间的功率管mn01和mn02的漏极电压vds_on，利用内部的跨导放大器生成与输入电压成反相关关系的限流驱动栅压v_soft，同时生成短路保护判定信号osp_l。在电压选择器13的作用下，当短路保护判定信号osp_l为低电平，驱动电路14接收的驱动电平高值为v_soft；当短路保护判定信号osp_l为高电平，驱动电路14接收的驱动电平高值为pvcc，驱动电路14将芯片内部的互补的时钟信号clk和clk’信号逐级放大驱动能力最终生成驱动功率管mn01、mn02的一对互补的栅极电压vgn1和vgn2。也就是说，当系统被判定为处于启机或短路状态，功率管mn01和mn02栅极vgn1和vgn2高电平将为v_soft，当系统被判定为处于非启机非短路的稳定状态，功率管mn01和mn02栅极vgn1和vgn2高电平将为pvcc。驱动电路14输出的n型功率管栅极电平vgn1和vgn2经过反相器分别生成p型功率管mp01和mp02的栅极电平。

前馈控制电路10在应用电路中起到的特定作用为，将生成的限流驱动下的驱动电平高值为v_soft和短路保护阈值与输入电压vin关联，使v_soft电平与输入电压vin成反比，使短路保护阈值与输入电压vin成正比，实现前馈控制。

本实施例变换器的前馈控制电路10的结构：

图5为本发明实施例变换器的前馈控制电路10及n型功率管nm0(代表图4中的nm01或mn02)的原理框图。如图所示，本发明实施例电路包括电流镜像电路100，跨导放大器101和跨导放大器102，电流求和器104，跨导放大器103、电阻r1、短路保护比较器105。

电流镜像电路100包含mos管mn0和mos管mn1，mos管mn1的栅极、漏极与功率管mn0的栅极短接，mos管mn1的源极、衬底与功率管mn0的源极、衬底均接地vss，功率管mn0的漏极生成启机限定电流ist。

跨导放大器102包含正相输入端、反相输入端、输入偏置电流端和输出端，跨导放大器101与跨导放大器102的端口设置相同；

跨导放大器102的正相输入端接基准电压vref2，跨导放大器102的反相输入端接变换器输入电压分压vin_k，跨导放大器102的输入偏置电流端接基准偏置电流i_bias2，输出端的第一输出为跨导电流i_gmvin1，输出端的第二输出为跨导电流i_gmvin2，跨导电流i_gmvin1和跨导电流i_gmvin2均与变换器输入电压成反比；

跨导放大器101的正相输入端接基准电压vref1，跨导放大器101的反相输入端接功率管mn0的导通漏极电压vds_on，跨导放大器101的输入偏置电流端接跨导电流i_gmvin2，跨导放大器101的输出端输出补偿电流icomp。功率管mn0的导通漏极电压vds_on由变换器中的采样保持电路在功率管mn0导通期间采样并在功率管mn0关断期间保持来获取。

电流求和器104包含电流输入端和电流输出端，电流输入端为三个且分别接入基准偏置电流i_bias1、补偿电流icomp和跨导电流i_gmvin1，电流输出端输出内部偏置电流isum，内部偏置电流isum接入功率管mn1的栅极。

mos管mn1与mos管mn0同种类且尺寸匹配，二者之间的尺寸满足(w/l)mn0/(w/l)mn1＝k＝ist/isum。

跨导放大器103与跨导放大器102的端口设置相同，跨导放大器103的正相输入端接变换器输入电压分压vin_k，跨导放大器103的反相输入端接基准电压vref3，跨导放大器103的输入偏置电流端接基准偏置电流i_bias3，跨导放大器103的输出端输出跨导电流i_gmvin3，跨导电流i_gmvin3与变压器输入电压成正比。

跨导放大器101、跨导放大器102和跨导放大器103中包含的器件，其尺寸各不相同。跨导放大器101、跨导放大器102和跨导放大器103都采用图6所示跨导放大器301的组件及其连接关系，组件包括跨导放大器301包括pmos管pm4、pmos管pm5、pmos管pm6、pmos管pm7、nmos管nm4、nmos管nm5、nmos管nm6；组件连接关系为：pmos管pm4的源极、pmos管pm5的源极接工作电源电位vcc，pmos管pm4的栅极、漏极与pmos管pm5的栅极短接作为跨导放大器301的输入偏置电流端，pmos管pm5的漏极与pmos管pm6的源极、pmos管pm7的源极相连，pmos管pm6的栅极为跨导放大器301的正相输入端，pmos管pm7的漏极与nmos管nm5的栅极、漏极短接，pmos管pm7的栅极为跨导放大器301的反相输入端，pmos管pm6的漏极与nmos管nm4的栅极、漏极短接，nmos管nm4、nmos管nm5、nmos管nm6的源极和衬底均接地vss，nmos管nm5的栅极与nmos管nm6的栅极连接，nmos管nm6的漏极为跨导放大器301的输出端，pmos管pm4、pmos管pm5、pmos管pm6、pmos管pm7的阱电位均接内部电源电位vcc。

短路保护比较器105包含正向输入端、反向输入端、输出端，短路保护比较器105的正相输入端接入功率管mn0的漏极导通电压vds_on，电阻r1一端接入跨导电流i_gmvin3且接入短路保护比较器105的反相输入端，电阻r1的另一端接地vss，短路保护比较器105的输出端输出信号osp_l，信号osp_l用于变换器中的逻辑控制。

本实施例变换器的前馈控制电路的工作过程：

基于跨导放大器102设定合适的输入电压分压比例k(vin_k＝k*vin)，配合选取基准电压vref2，设计出所需要的前馈输入电压范围。以9到24v输入范围为例，选取k＝1/10，vref2＝1.65v，调节跨导放大器的输入对管宽长比即可在9到24v输入下，对应得到值为i_bias2到0线性变化的跨导输出电流i_gmvin2，再通过不同的电流镜像比例得到合适大小的电流值方便后续设计。

(1)第一阶段，mos管mn0处于饱和区：

跨导放大器102生成的跨导电流i_gmvin1，跨导电流i_gmvin1与变换器输入电压成反比，叠加在偏置电流上，一起通过饱和镜像决定mos管mn0的启机限定电流大小，令mos管mn0启机限定电流随变换器输入电压升高而减小。

(2)第二阶段接，mos管mn0进入线性区：

选取合适的基准电压vref1使得mos管mn0的导通漏极电压vds_on下降至功率管的饱和压降(图3的a点)附近，调节增加补偿电流icomp。

在mos管mn0处于线性区的阶段，补偿电流icomp随着功率管mn0的导通漏极电压vds_on的下降而增加；同时，由于跨导放大器101的输入偏置电流为跨导放大器102输出的与输入电压vin成反比的跨导电流i_gmvin2，所以补偿电流icomp信号随mos管mn0的导通漏极电压vds_on变化的同时，也会随输入电压的升高而减小，从而达到当mos管mn0进入线性区后开始提供补偿电流的目的。

(3)短路判定阈值确定步骤，选取输出达到90％～95％的额定输出电压值，对应的mos管mn0漏极电压为短路判定阈值:

跨导放大器103的输入参考跨导放大器102的两个输入来设定和选取，对应得到值为i_bias3到0线性变化的跨导输出电流i_gmvin3，再通过电阻r1将随输入电压升高而增加的跨导输出电流i_gmvin3转化成相应的短路保护阈值，再与功率管mn0的导通漏极电压vds_on一起作为比较器105的输入端，比较输出控制变化期逻辑的短路保护判定信号osp_l。