一种用于开关模式充电器中实现涓流充电的电路与方法与流程

本发明涉及一种充电电路，具体地说，是涉及一种用于开关模式充电器中实现涓流充电的电路与方法。

背景技术：

在传统的开关模式充电器(switchingmodecharger)中，其充电原理是通过一个dc-dc输出到一个电池vbat上，通过dc-dc的输出电流环路来控制对vbat的充电电流为一个恒定的值，参考图1所示；在vbat电压值高于一直阈值时(通常是3v)，可以直接充电的电流通常为一个较大值1a以上。当vbat电压比较低时，低于一个阈值(通常是2v)，此时的充电电流必须控制到一个较小的值，此过程叫涓流充电阶段。根据不同电池厂家的电池特性差异，该涓流模式充电也有一定差异，通常在100ma至500ma范围。

图2是一种目前普遍使用的涓流充电方案，其原理并不利用dc-dc的开关工作模式，而是利用一个由mp1和mp2构成的大比例电流源来实现涓流充电，mp2工作在ldo模式，其源漏压差vds＝vin-vbat，所以当vbat最低为0v时，mp2的源漏压差将达到vin，所以mp2上的功耗p＝ichg*vin。这样导致的一个结果就是在一些应用中，vin电压将达到12v，ichg电流即使只有100ma，其功耗p＝ichg*vin＝0.1a*12v＝1.2w，对于一个mosfet来说，这是一个相当大的发热功耗，也会消耗更大的mosfet面积增加芯片成本。

为了解决上述描述的问题，目前对涓流充电的做法也有进行一定的改进的方案出现，基于图1的原理，直接让dc-dc工作于开关模式，直接对vbat其进行充电，这样可以节省掉工作于ldo模式的更大mosfet的成本，同时，其充电过程也不会发热。但该方案同样也存在一定的问题，当在电池电压特别低的时候，受限于dc-dc本身的最小导通时间的限制，电感电流的峰值会达到一个比较大的值，这样就无法实现稳定的控制其平均电流在一个较小的涓流充电水平。电感电流纹波的公式如下：

上式中的l是电感值，ton是dc-dc的高端mos管开启时间，其有一个最小限制ton_min，所以，当电池vbat电压很低，而vin最高时，即使ton达到其最小值ton_min，也会导致电感电流的均值超过涓流设定的值。如图3所示，在确定了dc-dc电感电流峰值后，ipeak的二分之一就是dc-dc输出的平均电流iavg，但是该电流仍然有可能比需求的涓流充电电流ichg大，而ipeak无法进一步减小的情况下，这种情况会限制其应用场景，无法较为精确的控制和调整ichg的大小。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种用于开关模式充电器中实现涓流充电的电路与方法，主要解决现有开关模式充电器涓流充电方案无法较为精确的控制和调整涓流充电电流ichg的大小，使其应用场景受限的问题。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：

一种用于开关模式充电器中实现涓流充电的电路，包括电流源i1、i2，一端与电流源i1相连且另一端接地的电容c1，与电流源i1和电容c1的连接端相连的钳压管clamp，漏极d与电流源i1和电容c1的连接端相连的mos管q1、q2，一端与mos管q2的源极s相连另一端接地的电流源i3，负极与电流源i1和电容c1的连接端相连的比较器comp1，一端与电流源i2和比较器comp1的正极相连且另一端接地的电容c2，以及s端口与比较器comp1输出端相连的rs触发器；其中，mos管q2的栅极g与rs触发器的qz端口相连，mos管q3的栅极g与rs触发器的q端口相连，rs触发器的r端口外接开关模式充电器中输出检测信号zcd的zcd_comp比较器，mos管q1的栅极g与比较器comp1输出端相连；比较器comp1输出端、rs触发器的r端口均与开关模式充电器中的主逻辑控制模块相连。

基于上述的用于开关模式充电器中实现涓流充电的电路，本发明还提供了一种用于开关模式充电器中实现涓流充电的方法，包括如下步骤：

(1)使两个电流源i1、i2分别提供大小为i、i/n的电流，对一个包含了有电感电流和无电感电流的两段时间的完整开关周期进行计时；

(2)比较器comp1输出t_trik脉冲信号打开开关模式充电器中的高端mos管q4，电感l充电；电流源i1开始给电容c1充电；

(3)当电感续流结束电感电流为0时，电感电流过0检测信号zcd脉冲出现，关闭开关模式充电器中的mos管q5，同时rs触发器的输出q1z变高，电压tw停止上升保持稳定；

(4)电流源i2对电容c2进行充电，一直充到比较器comp1的正极vramp电压比比较器comp1的负极tsw电压高，比较器comp1翻转，再次进入步骤(1)进行下一个周期的循环。

进一步地，在步骤(1)中，由电容充电公式可得到充电时间为：

其中，n为常数，电压和电容相等，电流i相差n倍，所以得到的充电时间t相差n倍，即实现开关模式充电器电路中涓流充电时有电感电流的时间tw和无电感电流的时间td之间的关系：n*tw＝td。

进一步地，在步骤(1)中，所述计时方式采用rc计时或者电流源对电容充放电计时。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

本发明利用比较器和rs触发器实现对开关模式充电器中充电电流平均值的控制，这样就可以达到既不用增加额外的mosfet，也不会带来发热，同时还可以较为精确的控制涓流充电的电流大小，既节约了成本又能够有效延长充电器的使用寿命。

附图说明

图1为开关模式充电器充电电路原理图。

图2为现有技术中开关模式充电器涓流充电电路原理图。

图3为现有技术涓流充电电流波形图。

图4为本发明的开关模式充电器涓流充电电路原理图。

图5为本发明涓流充电电路与开关模式充电器充电电路连接示意图

图6为本发明涓流充电电流波形图。

具体实施方式

下面结合附图说明和实施例对本发明作进一步说明，本发明的方式包括但不仅限于以下实施例。

实施例

如图4、5所示，本发明公开的一种用于开关模式充电器中实现涓流充电的电路，包括电流源i1、i2，一端与电流源i1相连且另一端接地的电容c1，与电流源i1和电容c1的连接端相连的钳压管clamp，漏极d与电流源i1和电容c1的连接端相连的mos管q1、q2，一端与mos管q2的源极s相连另一端接地的电流源i3，负极与电流源i1和电容c1的连接端相连的比较器comp1，一端与电流源i2和比较器comp1的正极相连且另一端接地的电容c2，以及s端口与比较器comp1输出端相连的rs触发器；其中，mos管q2的栅极g与rs触发器的qz端口相连，mos管q3的栅极g与rs触发器的q端口相连，rs触发器的r端口外接开关模式充电器中输出检测信号zcd的zcd_comp比较器，mos管q1的栅极g与比较器comp1输出端相连；比较器comp1输出端、rs触发器的r端口均与开关模式充电器中的主逻辑控制模块相连。

基于上述的用于开关模式充电器中实现涓流充电的电路，本发明还提供了一种用于开关模式充电器中实现涓流充电的方法，包括如下步骤：

(1)使两个电流源i1、i2分别提供大小为i、i/n的电流，对一个包含了有电感电流和无电感电流的两段时间的完整开关周期进行计时；由电容充电公式可得到充电时间为：

其中，n为常数，电压和电容相等，电流i相差n倍，所以得到的充电时间t相差n倍，即实现开关模式充电器电路中涓流充电时有电感电流的时间tw和无电感电流的时间td之间的关系：n*tw＝td。计时方式采用rc计时或者电流源对电容充放电计时。

(2)比较器comp1输出t_trik脉冲信号打开开关模式充电器中的高端mos管q4，电感l充电；电流源i1开始给电容c1充电；

(3)当电感续流结束电感电流为0时，电感电流过0检测信号zcd脉冲出现，关闭开关模式充电器中的mos管q5，同时rs触发器的输出q1z变高，电压tw停止上升保持稳定；

(4)电流源i2对电容c2进行充电，一直充到比较器comp1的正极vramp电压比比较器comp1的负极tsw电压高，比较器comp1翻转，再次进入步骤(1)进行下一个周期的循环。

利用电感电流出现的时间进行分时计时，在连续两次电感电流出现的时间之间，引入停顿时间，然后通过控制该停顿时间可以达到控制平均值的目标。如图6所示，电感电流出现的时间记为tw，中间停顿时间机无电感电流出现的时间记为td，且满足关系：

n*tw＝td；

此时的平均电流iavg就不再是ipeak/2，而是：

所以，只要ipeak确定了，n确定了，那么iavg的值就确定了。

通过上述设计，本发明既不用增加额外的mosfet，也不会带来发热，同时还可以较为精确的控制涓流充电的电流大小，既节约了成本又能够有效延长充电器的使用寿命。因此，具有很高的使用价值和推广价值。

上述实施例仅为本发明的优选实施方式之一，不应当用于限制本发明的保护范围，但凡在本发明的主体设计思想和精神上作出的毫无实质意义的改动或润色，其所解决的技术问题仍然与本发明一致的，均应当包含在本发明的保护范围之内。