一种双向DC/DC变换器及其工作方法与流程

本发明涉及dc/dc控制电路技术领域，尤其涉及一种双向dc/dc变换器及其工作方法。

背景技术：

双向dc/dc变换器常被应用于光伏储能系统中，作为能量流动的通路。随着icpt系统的发展，双向dc/dc变换器也逐渐进入icpt领域。双向dc-dc变换器作为icpt系统中能量双向流动的接口，已逐渐成为研究热点。

从总体上看双向直流变换器根据电气隔离环节是否存在，可被分为隔离型和非隔离型两大类。非隔离型双向dc/dc变换器具有结构简单、控制方便、体积小成本低的优点，但dc/dc变比较小，不适用于直流低压侧、高压侧电压等级相差较多的的应用场合。隔离型双向dc/dc变换器具有易实现软开关、系统的效率较高、电压变比大的优点，但是，现有双向dc/dc变换器原副边均包含4个开关管，电路结构体积大、成本高，且开关管驱动信号需要同时控制4个开关管的导通情况，控制逻辑复杂，控制难度较大。

技术实现要素：

鉴于上述的分析，本发明旨在提供一种双向dc/dc变换器及其工作方法，用以解决现有双向dc/dc变换器存在的电路结构体积大、成本高、控制逻辑复杂、控制难度大等问题。

本发明的目的主要是通过以下技术方案实现的：

一种双向dc/dc变换器，包括原边电路、隔离变压器、副边电路；其中，所述原边电路和副边电路均包括逆变模块支路和电容支路，所述逆变模块支路包括串联的两个逆变模块，所述电容支路包括串联的两个电容；所述逆变模块支路的一端与电容支路的一端相连；两个所述逆变模块相连处引出原边电路或副边电路的正输出端，两个所述电容相连处引出原边电路或副边电路的负输出端；

所述低压侧电源的正极与原边电路的正输出端相连，负极与原边电路中的逆变模块支路的另一端、电容支路的另一端相连；

所述高压侧电源正极与逆变模块支路的一端相连，负极与原边电路中的逆变模块支路的另一端、电容支路的另一端相连。

在上述方案的基础上，本发明还做了如下改进：

进一步，所述原边电路和副边电路中的逆变模块结构相同，均包括：开关管、二极管和电容；开关管的漏极和源极之间反向并联二极管、且并联所述电容。

进一步，所述开关管的栅极用于接收驱动信号。

进一步，所述原边电路还包括电感l和电容cl，所述电容cl并联于所述低压侧电源两侧，所述电感l串联与所述低压侧电源的正极与所述原边电路的正输出端之间。

进一步，所述隔离变压器为松耦合变压器。

进一步，所述双向dc/dc变换器还包括设置于所述原边电路和所述隔离变压器原边绕组之间的原边补偿电路、设置于所述隔离变压器副边绕组和所述副边电路之间的副边补偿电路；其中，

所述原边补偿电路包括电感lp、电容cp1、电容cp2；所述原边电路的正输出端依次连接电感lp、电容cp1、所述隔离变压器原边绕组的同名端，所述电容cp2并联于所述电感lp与电容cp1的连接点、所述原边电路的正输出端之间；

所述副边补偿电路包括电容cs，所述电容cs串联在所述隔离变压器副边绕组的同名端和所述副边电路的正输入端之间。

进一步，当所述双向dc/dc变换器用于升压时，向所述原边电路中的两个逆变模块发送驱动信号，用于实现升压控制。

进一步，当所述双向dc/dc变换器用于降压时，向所述副边电路中的两个逆变模块发送驱动信号，用于实现降压控制。

本发明还提供了一种上述的双向dc/dc变换器的工作方法，

将原边电路中所述逆变模块支路的一端与所述原边电路的正输出端之间的逆变模块作为第一逆变模块，将低压侧电源的负极与所述原边电路的正输出端之间的逆变模块作为第二逆变模块，将副边电路中所述逆变模块支路的一端与所述副边电路的正输出端之间的逆变模块作为第三逆变模块，将高压侧电源的负极与所述副边电路的正输出端之间的逆变模块作为第四逆变模块；

当所述变换器工作在升压模式时，执行以下步骤：

t0-t1时刻：向所述第一逆变模块中的开关管s1发送导通驱动信号、向所述第二逆变模块中的开关管s2发送截止驱动信号，使得开关管s1导通、开关管s2截止，低压侧电流流经开关管s1，隔离变压器原边绕组的同名端极性为正、异名端极性为负，副边绕组的同名端极性为正、异名端极性为负，高压侧电流经第三逆变模块中的二极管ds3半波整流后为高压负载提供电能；

t1-t2时刻：开关管s1、开关管s2均截止；低压侧由原边电路的电容支路中的两个电容提供电能，隔离变压器绕组电压极性不变，高压侧整流二极管ds3工作，经ds3半波整流后提供高压侧电能；

t2-t3时刻：开关管s2导通、开关管s1截止，低压侧电流流经开关管s2，隔离变压器原边绕组的同名端极性为负、异名端极性为正，副边绕组的同名端极性为负、异名端极性为正，高压侧电流经第四逆变模块中的二极管ds4半波整流后为高压负载提供电能；

t3-t4时刻：开关管s1、s2均截止；低压侧由原边电路的电容支路中的两个电容提供电能，隔离变压器绕组电压极性不变，高压侧整流二极管ds4工作，经ds4半波整流后提供高压侧电能。

在上述方案的基础上，本发明还做了如下改进：

进一步，当所述变换器工作在降压模式时，执行以下步骤：

t0-t1时刻：向所述第三逆变模块中的开关管s3发送导通驱动信号、向所述第四逆变模块中的开关管s4发送截止驱动信号，使得开关管s3导通、开关管s4截止，高压侧电流流经开关管s3，隔离变压器副边绕组的同名端极性为正、异名端极性为负，原边绕组的同名端极性为正、异名端极性为负，低压侧电流经第一逆变模块中的二极管ds1半波整流后为低压负载提供电能；

t1-t2时刻：开关管s3、开关管s4均截止；高压侧由副边电路的电容支路中的两个电容提供电能，隔离变压器绕组电压极性不变，低压侧整流二极管ds1工作，经ds1半波整流后提供低压侧电能；

t2-t3时刻：开关管s4导通、开关管s3截止，高压侧电流流经开关管s4，隔离变压器副边绕组的同名端极性为负、异名端极性为正，原边绕组的同名端极性为负、异名端极性为正，低压侧电流经第二逆变模块中的二极管ds2半波整流后为低压负载提供电能；

t3-t4时刻：开关管s3、开关管s4均截止；高压侧由副边电路的电容支路中的两个电容提供电能，隔离变压器绕组电压极性不变，低压侧整流二极管ds2工作，经ds2半波整流后提供低压侧电能。

本发明有益效果如下：

本发明提供的双向dc/dc变换器，其原副边均只有两个逆变模块，通过两个逆变模块和两个电容的配合，即可实现双向dc/dc变换器的功能。该变换器的电路结构、工作原理、逆变电路所需的驱动信号，均明显区别于现有技术中原副边包括四个逆变模块的变换器，也无法根据现有技术中的变换器改进得到。本实施例提供的一种新的双向dc/dc变换器，电路结构简单、开关损耗低、控制电路简单。与现有icpt系统中应用的隔离型电路相比，电路工作效率高、发热少，电路在体积和重量上均有较大优势。

还对漏感补偿电路进行了改进，改进后的漏感补偿电路与传统低阶补偿拓扑相比，该补偿拓扑对元器件参数偏差不敏感，可以通过调整补偿电感调节输入输出增益，并且易于实现zvs软开关，因而在获得恒定电压输出时具有较高效率。补偿电路通过配置补偿电容cp1，可减小补偿电感lp与电容cp2值，进而减小电路体积，另外还能隔离直流电流，防止磁芯饱和。且电路增益可利用补偿电感lp进行调节，并不受负载影响的。避免了传统低阶补偿拓扑无法调节输入输出增益，常在后级加一个dc-dc变换环节以得到指定的输出的缺点。

本发明还提供了一种双向dc/dc变换器的工作方法，该方法能够实现双向dc/dc变换器的双向电压转换功能。控制逻辑简单，易于实现，能够满足双向dc/dc变换器的工作要求。

本发明中，上述各技术方案之间还可以相互组合，以实现更多的优选组合方案。本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分优点可从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的内容中来实现和获得。

附图说明

附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件。

图1为本发明实施例1中的双向dc/dc变换器结构图；

图2为现有技术中四种经典的低阶补偿结构；

图3为本发明实施例1中包含漏感补偿电路的双向dc/dc变换器结构示意图；

图4为本发明实施例1中的包含漏感补偿电路的双向dc/dc变换器结构图；

图5为本发明实施例2中双向dc/dc变换器升压模式下低压侧开关管驱动信号；

图6为本发明实施例2中双向dc/dc变换器降压模式下高压侧开关管驱动信号；

图7为本发明实施例3中原边补偿电路的等效电路图；

图8为本发明实施例3中阻抗角θ变化趋势图；其中，图8a)为θ与参数α、β变化曲线图；图8b)表示以θ＝0为中心得到的图8a)的细节放大图；

图9为本发明实施例3中确定的阻抗角。

具体实施方式

下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理，并非用于限定本发明的范围。

实施例1

本发明的一个具体实施例，公开了一种双向dc/dc变换器，结构图如图1所示，包括原边电路、隔离变压器、副边电路；其中，所述原边电路和副边电路均包括逆变模块支路和电容支路，所述逆变模块支路包括串联的两个逆变模块，所述电容支路包括串联的两个电容；所述逆变模块支路的一端与电容支路的一端相连；两个所述逆变模块相连处引出原边电路或副边电路的正输出端，两个所述电容相连处引出原边电路或副边电路的负输出端；所述低压侧电源vl的正极与原边电路的正输出端相连，负极与原边电路中的逆变模块支路的另一端、电容支路的另一端相连；所述高压侧电源vh正极与逆变模块支路的一端相连，负极与原边电路中的逆变模块支路的另一端、电容支路的另一端相连。

实施时，上述原边电路的正输出端、负输出端还分别与隔离变压器原边绕组的同名端、异名端相连，上述副边电路的正输出端、负输出端还分别与隔离变压器副边绕组的同名端、异名端相连。当所述双向dc/dc变换器用于升压时，向所述原边电路中的两个逆变模块发送驱动信号，用于实现升压控制；当所述双向dc/dc变换器用于降压时，向所述副边电路中的两个逆变模块发送驱动信号，用于实现降压控制。

与现有技术相比，本实施例提供的双向dc/dc变换器，其原副边均只有两个逆变模块，通过两个逆变模块和两个电容的配合，即可实现双向dc/dc变换器的功能。该变换器的电路结构、工作原理、逆变电路所需的驱动信号，均明显区别于现有技术中原副边包括四个逆变模块的变换器，也无法根据现有技术中的变换器改进得到。本实施例提供的一种新的双向dc/dc变换器，电路结构简单、开关损耗低、控制电路简单。与现有icpt系统中应用的隔离型电路相比，电路工作效率高、发热少，电路在体积和重量上均有较大优势。

优选地，所述原边电路和副边电路中的逆变模块结构相同，均包括：开关管(即场效应管)、二极管和电容；开关管的漏极和源极之间反向并联二极管、且并联所述电容。开关管的栅极用于接收驱动信号。

优选地，所述原边电路还包括电感l和电容cl，所述电容cl并联于所述低压侧电源两侧，所述电感l串联与所述低压侧电源的正极与所述原边电路的正输出端之间。

优选地，所述隔离变压器为松耦合变压器。

优选地，所述双向dc/dc变换器还包括设置于所述原边电路和所述隔离变压器原边绕组之间的原边补偿电路、设置于所述隔离变压器副边绕组和所述副边电路之间的副边补偿电路。现有的漏感补偿电路包括原边和副边，分别补偿隔离变压器原边和副边的漏感。目前常用的四种补偿拓扑如图2所示。四种经典的低阶补偿拓扑虽然形式简单，但往往存在谐振元件的电路灵敏度过高、输入输出增益不可调节的缺点，特别是补偿漏感的电压型s/s拓扑，由于感性区过深，由于具有较大无功功率，因而电路效率较低。为解决上述问题，本实施例还对现有漏感补偿电路进行了改进，具体地：

所述原边补偿电路包括电感lp、电容cp1、电容cp2；所述原边电路的正输出端依次连接电感lp、电容cp1、所述隔离变压器原边绕组的同名端，所述电容cp2并联于所述电感lp与电容cp1的连接点、所述原边电路的正输出端之间；所述副边补偿电路包括电容cs，所述电容cs串联在所述隔离变压器副边绕组的同名端和所述副边电路的正输入端之间。包含漏感补偿电路的双向dc/dc变换器结构示意图如图3所示，包含漏感补偿电路的双向dc/dc变换器结构图如图4所示。

上述漏感补偿电路与传统低阶补偿拓扑相比，该补偿拓扑对元器件参数偏差不敏感，可以通过调整补偿电感调节输入输出增益，并且易于实现zvs软开关，因而在获得恒定电压输出时具有较高效率。补偿电路通过配置补偿电容cp1，可减小补偿电感lp与电容cp2值，进而减小电路体积，另外还能隔离直流电流，防止磁芯饱和。且电路增益可利用补偿电感lp进行调节，并不受负载影响的。避免了传统低阶补偿拓扑无法调节输入输出增益，常在后级加一个dc-dc变换环节以得到指定的输出的缺点。

实施例2

在本发明的另一实施例中，还给出了上述双向dc/dc变换器的工作方法。将原边电路中所述逆变模块支路的一端与所述原边电路的正输出端之间的逆变模块作为第一逆变模块，将低压侧电源的负极与所述原边电路的正输出端之间的逆变模块作为第二逆变模块，将副边电路中所述逆变模块支路的一端与所述副边电路的正输出端之间的逆变模块作为第三逆变模块，将高压侧电源的负极与所述副边电路的正输出端之间的逆变模块作为第四逆变模块。

一、当所述变压器工作在升压模式下时，执行以下步骤：

t0-t1时刻：原边电路中的第一逆变模块中的开关管s1导通、第二逆变模块中的开关管s2截止，低压侧电流流经开关管s1，隔离变压器原边绕组的同名端极性为正、异名端极性为负，副边绕组的同名端极性为正、异名端极性为负，高压侧电流经第三逆变模块中的二极管ds3半波整流后为高压负载提供电能；同时，实现对原边电路的电容支路中的两个电容(c1、c2)的充电。

t1-t2时刻：开关管s1、s2进入控制死区；低压侧由半桥电容c1、c2提供电能，隔离变压器绕组电压极性不变，高压侧整流二极管ds3工作，经ds3半波整流后提供高压侧电能；

t2-t3时刻：开关管s2导通、s1截止，低压侧电流流经开关管s2，隔离变压器原边绕组的同名端极性为负、异名端极性为正，副边绕组的同名端极性为负、异名端极性为正，高压侧电流经第四逆变模块中的二极管ds4半波整流后为高压负载提供电能；

t3-t4时刻：开关管s1、s2进入控制死区；低压侧由半桥电容c1、c2提供电能，隔离变压器绕组电压极性不变，高压侧整流二极管ds4工作，经ds4半波整流后提供高压侧电能。

上述升压模式工作过程中双向dc/dc变换器升压模式下低压侧开关管驱动信号如图5所示。

二、当所述电路工作在降压模式下时，执行以下步骤：

t0-t1时刻：副边电路中的第三逆变模块中的开关管开关管s3导通、第四逆变模块中的开关管s4截止，高压侧电流流经开关管s3，隔离变压器副边绕组的同名端极性为正、异名端极性为负，原边绕组的同名端极性为正、异名端极性为负，低压侧电流经第一逆变模块中的二极管ds1半波整流后为低压负载提供电能；同时，实现对副边电路的电容支路中的两个电容(c3、c4)的充电。

t1-t2时刻：开关管s3、s4进入控制死区；高压侧由半桥电容c3、c4提供电能，隔离变压器绕组电压极性不变，低压侧整流二极管ds1工作，经ds1半波整流后提供低压侧电能；

t2-t3时刻：开关管s4导通、s3截止，高压侧电流流经开关管s4，隔离变压器副边绕组的同名端极性为负、异名端极性为正，原边绕组的同名端极性为负、异名端极性为正，低压侧电流经第二逆变模块中的二极管ds2半波整流后为低压负载提供电能；

t3-t4时刻：开关管s3、s4进入控制死区；高压侧由电容c3、c4提供电能，隔离变压器绕组电压极性不变，低压侧整流二极管ds2工作，经ds2半波整流后提供低压侧电能。

上述降压模式工作过程中双向dc/dc变换器升压模式下高压侧开关管驱动信号如图6所示。

上述工作过程，能够实现双向dc/dc变换器的双向电压转换功能。控制逻辑简单，易于实现，能够满足双向dc/dc变换器的工作要求。

实施例3

在进行补偿电路参数选取前，首先对图2所示电路图原边补偿电路进行等效处理，原边补偿电路的等效电路图如图7所示。其中l1为松耦合变压器原边电感，负载r为等效负载。根据图7，可计算电路的负载端电流i1和输入阻抗分别为

根据式(1)，可以计算电路负载端的电路幅值|i1|与阻抗角θ，结果如式(2)所示。其中zl＝8rl/π2，uab为双boost逆变电路输出交流方波的基波。

将所计算的电路参数带入到式(2)中，就可以对电路的阻抗角进行计算。

为使电路工作在软开关状态(软开关状态有利于提高电路的工作效率，减小开关损耗)，则需要使电路工作在弱感性状态，即阻抗角θ大于0。为简化电路参数的选取，这里以rl＝160ω，vh＝400v为例，使用matlab辅助进行参数选取。

根据额定条件做出的做出θ与参数α、β变化曲线图如图8a)所示，取θ＝0为中心，做图8a)的细节放大图，如图8b)所示。根据图8，可以从图中选取合适的阻抗角θ以确定参数α、β，最终确定电路的不平衡参数。

当电路工作在boost模式和buck模式下时，根据前文分析电路t型谐振环节的输入电压均为400v，因此在满载条件下等效直流电阻为160ω电路α、β的表达式为式(3)所示，其中ωs为谐振环节的开关角频率，其大小与电路开关频率fs有关，即ωs＝2πfs。

在图8中找出(α，β)对应阻抗角，这里以(1,0.875)和(0.875,1)为例，结果如图9所示。

由图9可以看出，在两种(α，β)的选取中，阻抗角θ＝56.27°和θ＝15.29°，因此电路均工作在感性条件，输入电流均滞后于电压，因此电路可以达到zvs条件。

本领域技术人员可以理解，实现上述实施例方法的全部或部分流程，可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于计算机可读存储介质中。其中，所述计算机可读存储介质为磁盘、光盘、只读存储记忆体或随机存储记忆体等。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。