一种具有自通断开关电容网络的电源管理电路的制作方法

本发明属于电源管理电路领域，涉及一种具有自通断开关电容网络的电源管理电路。

背景技术：

能量采集技术，是采集环境杂散能量，如电场能量，电磁能量，振动能量，摩擦能量等，并将获取能量转换为稳定电压输出的电能，实现驱动低功耗用电模块的新兴技术。在电力线周围，存在低能量密度电场能量；在工厂机床，传送带等其他机械设备上存在较高电压较低电流的振动能量和摩擦能量。以往的能量采集技术研究中，根据不同的能量分别设计了不同的能量采集器，通过能量采集器将环境中杂散状态的能量转换为非稳定状态的电能。微功率能量采集电源管理电路则是实现将非稳定状态的电能转换为有稳定电压，具备一定驱动能力的电源输出。物联网、智能传感器、智能可穿戴设备等功耗越来越低，能量采集技术提供可持续供能方案，极大推动相关领域的发展。

目前，微功率能量采集电源管理电路通常包括整流电路，能量存储电路，dc-dc变换电路。根据不同能量采集器特点，其电源管理电路有所区别。但是，共同面对的主要问题依旧是电源管理电路对能量榨取效率低，电源管理电路损耗较大。

微功率能量采集器输出功率非常低，普遍为几mw，甚至几uw。因此，与微功率能量采集器相匹配的电源管理电路非常需要减少能量损耗，将能量采集器输出的能量更多地存储起来，提高能量榨取效率和利用效率。这对能量采集技术的小型化，实用化有着非常重要的意义。

现有能量采集电源管理电路设计中，能量存储单元主要采用单电容储能。为满足后端用电模块驱动要求，储能电容普遍较大，一般选取几百uf或几十mf。根据能量守恒，能量采集器输出的能量为eh＝uoqo，而储能电容可获得的能量为能量榨取效率仅仅为50％。影响储能电容获取能量效率的主要因素来自于采集器输出电压与储能电容电压压差，电容越大，充电过程中各个环节压差越大，持续时间越长，损耗更大。而本发明中设计的开关电容网络，随着电容及开关数量的增加，串联充电时，等效电容更小，充电过程中电压上升更快，各个环节压差变小，持续时间更短，能量榨取效率将更接近100％。

以往，针对于开关电容网络电路的设计中，开关的控制通常采用微控制器进行控制，无法实现自通断。并且，微控制器带来的能量损耗对能量采集应用非常不利。根据实际mosfet开关控制条件，本发明利用辅助电源和控制电路实现开关电容网络自通断。损耗更低，能量榨取效率及利用效率更高。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种具有自通断开关电容网络的电源管理电路，具有自通断开关电容网络的电源管理电路设计。该电源管理电路采用折线型开关电容网络，以末尾电容的正负极为基准连接n沟道mosfet开关，可根据能量采集器输出特性继续拓展。辅助电源采用芯片ltc3588从能量采集器获取能量，并且以开关电容网络末尾电容正极为模拟地，为自举电容进行充电，实现自举电容相对于开关电容网络末尾电容正极始终保持3.3v压差。电压监测电路采用电阻分压网络分别对开关电容网络串联充电上限电压和并联放电下限电压进行监测，当达到设定阈值电压时，向控制电路发送控制信号。mosfet开关控制电路采用电压比较器，反相器根据控制信号同时对多个mosfet开关进行控制。dc-dcbuck稳压输出电路采用芯片lt8608将开关电容网络释放的能量转换为稳定的3.3v电源输出。该电源管理电路可实现获取相同能量的时间缩短至采用单一大电容充电的1/3。能量榨取效率更高。

为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种具有自通断开关电容网络的电源管理电路，包括整流电路、开关电容网络电路、辅助电源及mosfet控制电路和dc-dcbuck稳压输出电路；

所述整流电路为4个肖特基势垒二极管构成的桥式全波整流电路；

所述开关电容网路电路包括高耐压小容值电解电容与低前向导通电压高反向击穿电压二极管构成的串联充电回路，n沟道增强型mosfet分别连接电解电容正负极构成的并联放电回路；

所述辅助电源及mosfet控制电路包括由芯片ltc3588-1构成的自举电容充电电路，adm8641构成的低功耗电压监测电路，自举电容，低功耗电压比较器及mosfet构成的控制电路；

所述dc-dcbuck稳压输出电路包括由芯片lt8608构成的高效率稳压输出电路，用于将电容释放能量转换为稳定低纹波的3.3v电源输出。

可选的，所述整流电路通过4个肖特基势垒二极管将微功率能量采集器收集到的杂散交流能量整流为直流能量为电容网络充电。

可选的，所述开关电容网络电路通过二极管串联电容形成充电回路，用于减少传统开关电容网络中的mosfet开关数量，降低控制难度及损耗，实现电容较好的均压；通过mosfet开关开通，形成并联放电回路，将电容串联时60v电压转换为并联时12v电压。

可选的，所述辅助电源及mosfet控制电路包括：微功率充电电路、电压监测电路和mosfet开关控制电路；

所述微功率充电电路将从能量采集器获得的杂散交流能量转换为较为稳定的直流能量为自举电容充电；

1uf的自举电容作为mosfet控制电路电源；

电压监测电路通过电阻分压网络，监测开关电容网络串联充电时的上限电压，以及开关电容网络并联放电时的下限电压；

mosfet控制电路接收来自电压监测电路控制信号，通过由mosfet构成的反相器和低功耗比较器实现对开关电容网络中mosfet开关开通或关断。

可选的，所述dc-dcbuck稳压输出电路由芯片lt8608及其外围电路构成，实现接收来自开关电容网络释放的能量，将4～12v电压转换为稳定的3.3v的电源电压输出，当输出电源电压下降至一定电压，将反馈给电压监测电路一个接地信号，由电压监测电路给出mosfet关断信号，开关电容网络继续充电。

本发明的有益效果在于：本发明采用折线型开关电容网络电路和实现开关电容网络自通断的电压监测电路、辅助电源及mosfet开关控制电路。根据电容的串并联原理，电容串联充电时，等效容值小，充电速度快，能量榨取效率更高。电容并联放电时，等效容值大，较小压差释放能量多，降低了降压稳压电路损耗。电源输出采用dc-dcbuck稳压输出电路，能量利用效率相比于ldo稳压输出电路更高，带载能力更强。

本发明的其他优点、目标和特征在某种程度上将在随后的说明书中进行阐述，并且在某种程度上，基于对下文的考察研究对本领域技术人员而言将是显而易见的，或者可以从本发明的实践中得到教导。本发明的目标和其他优点可以通过下面的说明书来实现和获得。

附图说明

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作优选的详细描述，其中：

图1为具有自通断开关电容网络的电源管理电路设计整体结构框图；

图2为自通断开关电容网络的电源管理电路原理图；

图3为电源管理电路工作逻辑流程图；

图4为开关电容网络充放电回路示意图；

图5为开关电容网络与传统单电容充电曲线对比图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。

其中，附图仅用于示例性说明，表示的仅是示意图，而非实物图，不能理解为对本发明的限制；为了更好地说明本发明的实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；对本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。

本发明实施例的附图中相同或相似的标号对应相同或相似的部件；在本发明的描述中，需要理解的是，若有术语“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。

附图1为本发明的整体结构框图，本电源管理电路主要由整流电路，开关电容网络、电压监测电路、辅助电源及开关控制电路、dc-dcbuck稳压输出电路组成。所述整流电路为4个肖特基势垒二极管构成的桥式全波整流电路；所述开关电容网路电路包括高耐压小容值电解电容与低前向导通电压高反向击穿电压二极管构成的串联充电回路，n沟道增强型mosfet分别连接电解电容正负极构成的并联放电回路；所述辅助电源及mosfet控制电路包括由芯片ltc3588-1构成的自举电容充电电路，adm8641构成的低功耗电压监测电路，自举电容，低功耗电压比较器及mosfet构成的控制电路；所述dc-dcbuck稳压输出电路包括由芯片lt8608构成的高效率稳压输出电路，可将电容释放能量转换为稳定低纹波的3.3v电源输出。

开关电容网络电路作为整个电源管理电路非常重要的储能部分，承接整流电路，存储能量。由耐高压小容值电解电容与二极管，交替首尾相连，构成折线型电容串联充电结构；在电容串联充电结构的基础上，分别以末尾电容正负极为基准，通过n沟道mosfet将前端所有电容正负极连接到末尾电容的正负极。

如图2所示，为自通断开关电容网络的电源管理电路原理图。由于在能量采集技术领域中，能量采集器从环境中获取的能量非常有限，而以往的研究表明，电源管理电路对能量采集器输出功率利用效率普遍不高，因此提高对能量采集器输出功率的利用效率尤为重要。其中主要原因是电源管理电路等效阻抗相比于能量采集器内部等效阻抗过小。因此，利用开关电容网络串联等效电容小，可以使得电源管理电路在充能时，等效阻抗增大，获取功率更大。对于能量采集技术有着非常好的启发作用和推动作用。

如图3所示，为电源管理电路工作逻辑流程图。能量采集器提供能量输入，通过整流电路将杂散交流能量转换为直流振荡能量。直流整流能量流入开关电容网络，开始为电容网络充电。电压监测电路实时监测开关电容网络串联充电时电压和并联放电时电压。当开关电容网络串联充电至60v时，电压监测电路向开关控制电路中的反相器和电压比较器发送控制信号，开关控制电路控制开关电容网路内部开关开通，电容网络由串联变为并联，电容并联获得均压约12v，同时负载开关打开，开关电容网络从12v开始并联放电。能量流入dc-dcbuck降压稳压电路，采用带有休眠模式的buck芯片，可以高效地将能量转换为3.3v电源输出，驱动低功耗用电模块。当电容网络放电至3v时，反相器和电压比较器同样收到来自电压监测电路的控制信号，开关控制电路控制开关电容网络内部开关及负载开关关闭。电容网络继续充电，如此往复，实现电路中的开关电容网路自通断。

如图4所示，为开关电容网络充放电回路示意图。开始给开关电容网络充电时，mosfet开关并未打开，电流能量流经电容-二极管-电容，电容网络呈现串联充电回路。电容网络充电至一定电压值，电容网络内开关被打开，通过低导通阻抗的mosfet开关连接所有电容正极端，同样连接所有电容负极端，将电容并联等效为大容值电容开始放电。放电时，二极管避免了单个电容的电流回流，较好地实现电容均压和并联放电回路。

如图5所示，为开关电容网络与传统单电容充电曲线对比图。根据电容的充电公式：

式(1)中，u0为微功率能量采集器所能提供的充电电压；uc为电容电压；t为时间常数t＝rc(r：储能电容以外电路的等效阻抗；c：电容容值)。在开关电容网络中，5个10uf电容串联等效为一个2uf电容。可见，开关电容网络充电时，时间常数明显小于用传统单个50uf电容，充电速度更快。图5中，用相同微功率能量采集器分别给开关电容网络和传统单电容充电。电容网络充电至60v约用时90s，单电容充电至12v约用时390s。根据电容储能公式：

开关电容储能约：

单电容储能约：

开关电容网络获取的充电功率约：

单电容获取的充电功率约：

可见，开关电容网络能量榨取效率相比于单电容充电时提高了约4.3倍。在能量采集技术领域有着非常好的增益效果。

最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。