用于高开关频率碳化硅逆变器的高效率低谐波控制方法与流程

本发明涉及电力电子技术中的高开关频率碳化硅逆变器领域，具体指一种用于高开关频率碳化硅逆变器的高效率低谐波控制方法。

背景技术：

受制于硅材料功率开关器件的开关特性慢的特点，传统硅材料逆变器的开关频率较低，一般在20khz以下。而碳化硅功率开关器件的开关速度极快，可以大幅提升逆变器的开关频率，减小无源滤波器的重量和体积，并且提高控制系统的响应速度。例如，采用一种碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管，开关时不存在拖尾电流，逆变器的开关频率可达数百khz。

在高开关频率碳化硅逆变器中，碳化硅功率开关器件的损耗是影响效率的主要因素。其损耗主要包含通态损耗与开关损耗。通态损耗受到碳化硅功率开关器件的通态压降、电流幅值、调制方法等因素的影响。开关损耗与碳化硅功率开关器件的开关特性、直流母线电压、电流幅值、调制方法等因素有关。由于在高开关频率碳化硅逆变器中，开关损耗远高于通态损耗。因此，减少开关损耗具有重要意义。另一方面，众多因素会影响变流器的输出电能质量，其中，死区效应会导致逆变器输出误差电压，产生5次、7次等低频电流谐波。死区相应会随开关频率的升高而加剧。因此，在高开关频率碳化硅逆变器中，必须采取有效措施进行死区补偿。

可以通过改进调制策略减小开关损耗，以提升逆变器效率；通过死区补偿方法，减小死区产生的误差电压，减小输出电流谐波。但是，现有的方法只能单一地提高逆变器效率或降低输出谐波电流，不能同时实现高开关频率碳化硅逆变器的高效率低谐波控制。因此，急需一种兼顾减小开关损耗和死区补偿的控制方法，以实现高开关频率碳化硅逆变器的高效率、低谐波运行。

技术实现要素：

本发明的目的是针对上述技术问题，提供一种用于高开关频率碳化硅逆变器的高效率低谐波控制方法，在不同的电流区间中，通过调制波幅值调整子模块，能够实现补偿高开关频率碳化硅逆变器死区效应的目的；通过零序分量计算子模块，能够实现减小高开关频率碳化硅逆变器开关损耗的目的；将死区补偿和减小开关损耗两者有效结合，实现高开关频率碳化硅逆变器的高效率、低谐波运行。

本发明是以如下技术方案实现的：本发明提供一种用于高开关频率碳化硅逆变器的高效率低谐波控制方法，包括碳化硅逆变器主电路、基波电流提取模块和高效率低谐波调制模块，其中，基波电流提取模块包括clark变换模块、α和β轴积分器模块以及clark反变换模块；高效率低谐波调制模块包括电流区间判断子模块、调制波幅值调整子模块、零序分量计算子模块以及逻辑综合子模块；具体步骤如下：

在碳化硅逆变器主电路中，碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管通过开通和关断将直流电能变换为交流电能，三相电流传感器用于检测碳化硅逆变器的三相输出电流；

在基波电流提取模块中，三相输出电流通过clark变换模块获得两相静止坐标系的α和β轴电流，通过α和β轴积分器模块获得α和β轴电流的基波分量，通过clark反变换模块求得三相输出电流的基波分量；

在高效率低谐波调制模块中，三相输出电流的基波分量通过电流区间判断子模块获得精确的电流区间，调制波幅值调整子模块在不同电流区间中对三相给定调制波进行幅值调整，获得幅值调整后的三相调制波，零序分量计算子模块根据幅值调整后的三相调制波计算得到零序分量，幅值调整后的三相调制波与零序分量叠加后，获得加入零序分量后的三相调制波，进而与三角载波一同输入到逻辑综合子模块中，通过三相比较器和三相非逻辑运算获得六路信号，通过三相开通延迟环节加入死区，最终获得驱动信号用于驱动碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管。

优选的，在α和β轴积分器模块中，α轴电流与α轴电流的基波分量作差，获得α轴的电流误差，与比例系数相乘获得α轴放大后的电流误差，进而通过α轴积分器模块获得α轴电流的基波分量和α轴电流的正交分量；

β轴电流与β轴电流的基波分量作差，获得β轴的电流误差，与比例系数相乘获得β轴放大后的电流误差，进而通过β轴积分器模块获得β轴电流的基波分量和β轴电流的正交分量。

优选的，将α轴的电流误差与α轴电流的正交分量相乘，并将β轴的电流误差与β轴电流的正交分量相乘，将两者乘积相加获得频率误差，与比例系数-100相乘，然后通过积分环节并与初始频率100π叠加后，获得估计的基波电流频率，反馈至α轴积分器模块和β轴积分器模块，构成了整个基波电流提取回路。

优选的，基波电流提取模块具体工作流程如下：三相输出电流ia、ib和ic通过clark变换模块获得两相静止坐标系的α和β轴电流iα和iβ，计算公式为：

α轴电流iα与α轴电流的基波分量iα^*作差，获得α轴的电流误差εiα，εiα与比例系数相乘获得α轴放大后的电流误差kεiα，进而通过α轴积分器模块获得α轴电流的基波分量iα^*和α轴电流的正交分量qiα^*，在α轴积分器模块中，iα^*和kεiα的关系表示为：

β轴电流iβ与β轴电流的基波分量iβ^*作差，获得β轴的电流误差εiβ，εiβ与比例系数相乘获得β轴放大后的电流误差kεiβ，进而通过β轴积分器模块获得β轴电流的基波分量iβ^*和β轴电流的正交分量qiβ^*，在β轴积分器模块中，iβ^*和kεiβ的关系可以表示为：

将α轴的电流误差εiα与α轴电流的正交分量qiα^*相乘，并将β轴的电流误差εiβ与β轴电流的正交分量qiβ^*相乘，将两者乘积相加获得频率误差εf，εf与比例系数-100相乘，然后通过积分环节并与初始频率100π叠加后，获得估计的基波电流频率ω'，ω'反馈至α轴积分器模块和β轴积分器模块，至此，构成了整个基波电流提取回路；

优选的，基波分量iα^*和iβ^*通过clark反变换模块求得三相输出电流的基波分量ia^*、ib^*和ic^*，用于后续的电流区间判断，计算公式为：

优选的，基波电流提取模块获得三相输出电流的基波分量ia^*、ib^*和ic^*后，输入到电流区间判断子模块，根据ia^*、ib^*和ic^*的极性判断电流区间。

优选的，输入到调制波幅值调整子模块，并同时输入三相给定调制波ma^*、mb^*和mc^*，在对应的电流区间内对ma^*、mb^*和mc^*进行幅值调整，幅值调整大小为死区补偿幅值调整量mdt的两倍或两倍的负值，获得幅值调整后的三相调制波madt^*、mbdt^*和mcdt^*，实现补偿高开关频率碳化硅逆变器死区效应；其中，死区补偿幅值调整量mdt的计算公式为：

mdt＝2ucmfstd(5)

式中，ucm为三角载波的幅值，通常取值为1；fs为开关频率；td为死区时间。

优选的，幅值调整后的三相调制波madt^*、mbdt^*和mcdt^*与零序分量mzs叠加后获得加入零序分量后的三相调制波mazs^*、mbzs^*和mczs^*，进而，mazs^*、mbzs^*和mczs^*以及三角载波zb一同输入到逻辑综合子模块中，通过三相比较器coma、comb和comc将mazs^*、mbzs^*和mczs^*分别与zb比较大小获得三路信号；以a相为例，若mazs^*大于zb，则coma输出高电平，否则coma输出低电平，然后，通过三相非逻辑运算nota、notb和notc将三相比较器获得的信号取反获得三路信号，与未取反的三路信号一同输入到三相开通延迟环节deya、deyb和deyc，最终获得驱动信号sa⁺、sa^–、sb⁺、sb^–、sc⁺和sc^–。sa⁺和sa^–、sb⁺和sb^–、sc⁺和sc^–之间分别存在长度为td的死区时间，sa⁺、sa^–、sb⁺、sb^–、sc⁺和sc^–被输入到碳化硅逆变器主电路模块，用于驱动碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管qa⁺、qa^–、qb⁺、qb^–、qc⁺和qc^–。

本发明与现有技术相比的有益效果为：

1)通过基波电流提取模块对高开关频率碳化硅逆变器的输出电流进行基波提取后，作为电流区间的判断的依据，从而能够获得精确的电流区间，消除了输出电流的高频谐波对电流区间判断的影响；

2)在不同的电流区间中进行调制波幅值调整模块和零序分量计算，有效结合了死区补偿和开关损耗减小两个功能，实现了高开关频率碳化硅逆变器的高效率、低谐波运行；

3)本发明的用于高开关频率碳化硅逆变器的高效率低谐波控制方法易于与现有的闭环控制策略结合，具有良好的嵌入性与适应性。

附图说明

图1为用于高开关频率碳化硅逆变器的高效率低谐波控制方法；

图2为采用一种传统正弦脉宽调制的三相输出电流波形；

图3为采用一种传统死区补偿法的三相输出电流波形；

图4为采用本发明的高效率低谐波控制方法三相输出电流波形；

图5为三种方法的a相电流谐波和碳化硅逆变器效率对比图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

如图1所示，一种用于高开关频率碳化硅逆变器的高效率低谐波控制方法，具有碳化硅逆变器主电路、基波电流提取模块和高效率低谐波调制模块，下面结合图1所示的三个模块分别进行说明。

一、碳化硅逆变器主电路在碳化硅逆变器主电路中，vdc为直流电源，cdc为直流母线电容，qa⁺、qa^–、qb⁺、qb^–、qc⁺和qc^–为碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管，csa、csb和csc为三相电流传感器，la、lb和lc为三相负载电感，ra、rb和rc为三相负载电阻。

直流电源vdc用于为整个碳化硅逆变器提供能量；直流母线电容cdc用于稳定直流母线电压和直流母线电流滤波；碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管qa⁺、qa^–、qb⁺、qb^–、qc⁺和qc^–通过开通和关断将直流电能变换为交流电能；三相电流传感器csa、csb和csc用于检测碳化硅逆变器的三相输出电流；三相负载电感la、lb和lc能够滤除三相输出电流的高频电流谐波；三相负载电阻ra、rb和rc吸收碳化硅逆变器的交流侧有功功率。

二、基波电流提取模块

三相输出电流通过clark变换模块获得两相静止坐标系的α和β轴电流；α轴电流与α轴电流的基波分量作差，获得α轴的电流误差，与比例系数相乘获得α轴放大后的电流误差，进而通过α轴积分器模块获得α轴电流的基波分量和α轴电流的正交分量；

β轴电流与β轴电流的基波分量作差，获得β轴的电流误差，与比例系数相乘获得β轴放大后的电流误差，进而通过β轴积分器模块获得β轴电流的基波分量和β轴电流的正交分量；

将α轴的电流误差与α轴电流的正交分量相乘，并将β轴的电流误差与β轴电流的正交分量相乘，将两者乘积相加获得频率误差，与比例系数-100相乘，然后通过积分环节并与初始频率100π叠加后，获得估计的基波电流频率，反馈至α轴积分器模块和β轴积分器模块，构成了整个基波电流提取回路；

α和β轴电流的基波分量通过clark反变换模块求得三相输出电流的基波分量，用于后续的电流区间判断。

在基波电流提取模块中，包含α轴积分器模块sogia和β轴积分器模块sogiβ。ia、ib和ic为三相输出电流，iα和iβ分别为两相静止坐标系的α和β轴电流，εiα和εiβ分别为α和β轴的电流误差，kεiα和kεiβ分别为α和β轴放大后的电流误差，iα^*和iβ^*分别为α和β轴电流的基波分量，qiα^*和qiβ^*分别为α和β轴电流的正交分量，ia^*、ib^*和ic^*为三相输出电流的基波分量，εf为频率误差，ω'为估计的基波电流频率。

三相输出电流ia、ib和ic通过clark变换模块获得两相静止坐标系的α和β轴电流iα和iβ。计算公式为：

α轴电流iα与α轴电流的基波分量iα^*作差，获得α轴的电流误差εiα。εiα与比例系数相乘获得α轴放大后的电流误差kεiα，进而通过α轴积分器模块sogia获得α轴电流的基波分量iα^*和α轴电流的正交分量qiα^*。在sogia模块中，iα^*和kεiα的关系可以表示为：

β轴电流iβ与β轴电流的基波分量iβ^*作差，获得β轴的电流误差εiβ。εiβ与比例系数相乘获得β轴放大后的电流误差kεiβ，进而通过β轴积分器模块sogiβ获得β轴电流的基波分量iβ^*和β轴电流的正交分量qiβ^*。在sogia模块中，iβ^*和kεiβ的关系可以表示为：

将α轴的电流误差εiα与α轴电流的正交分量qiα^*相乘，并将β轴的电流误差εiβ与β轴电流的正交分量qiβ^*相乘，将两者乘积相加获得频率误差εf。εf与比例系数-100相乘，然后通过积分环节并与初始频率100π叠加后，获得估计的基波电流频率ω'。ω'反馈至α轴积分器模块sogia和β轴积分器模块sogiβ。至此，构成了整个基波电流提取回路。

在上述基波电流提取回路中，通过α轴积分器模块sogia和β轴积分器模块sogiβ获得了α和β轴电流的基波分量iα^*和iβ^*。iα^*和iβ^*通过clark反变换模块求得三相输出电流的基波分量ia^*、ib^*和ic^*，用于后续的电流区间判断。计算公式为：

三、高效率低谐波调制模块

在高效率低谐波调制模块中，ma^*、mb^*和mc^*为三相给定调制波，mdt为死区补偿幅值调整量，madt^*、mbdt^*和mcdt^*为幅值调整后的三相调制波，mzs为零序分量，mazs^*、mbzs^*和mczs^*为加入零序分量后的三相调制波，zb为三角载波，coma、comb和comc为三相比较器，nota、notb和notc为三相非逻辑运算，deya、deyb和deyc为三相开通延迟环节，sa⁺、sa^–、sb⁺、sb^–、sc⁺和sc^–为驱动信号。

高效率低谐波调制模块包含电流区间判断、调制波幅值调整、零序分量计算、逻辑综合四个子模块。

上述基波电流提取模块获得三相输出电流的基波分量ia^*、ib^*和ic^*后，输入到电流区间判断子模块。根据ia^*、ib^*和ic^*的极性判断电流区间①～⑥。

将判断的电流区间①～⑥输入到调制波幅值调整子模块，并同时输入三相给定调制波ma^*、mb^*和mc^*，在对应的电流区间内对ma^*、mb^*和mc^*进行幅值调整，幅值调整大小为死区补偿幅值调整量mdt的两倍或两倍的负值，获得幅值调整后的三相调制波madt^*、mbdt^*和mcdt^*。通过调制波幅值调整子模块，能够初步实现补偿高开关频率碳化硅逆变器死区效应的目的。其中，死区补偿幅值调整量mdt的计算公式为

mdt＝2ucmfstd(5)

式中，ucm为三角载波的幅值，通常取值为1；fs为开关频率；td为死区时间。

零序分量计算子模块中，在不同电流区间，根据幅值调整后的三相调制波madt^*、mbdt^*和mcdt^*计算得到零序分量mzs。通过零序分量计算子模块，能够实现减小高开关频率碳化硅逆变器开关损耗的目的。

ia^*、ib^*和ic^*的极性、电流区间、调制波幅值调整以及零序分量计算可以总结归纳如表1所示。

表1ia^*、ib^*和ic^*的极性、电流区间、调制波幅值调整以及零序分量计算

幅值调整后的三相调制波madt^*、mbdt^*和mcdt^*与零序分量mzs叠加后获得加入零序分量后的三相调制波mazs^*、mbzs^*和mczs^*，进而，mazs^*、mbzs^*和mczs^*以及三角载波zb一同输入到逻辑综合子模块中。通过三相比较器coma、comb和comc将mazs^*、mbzs^*和mczs^*分别与zb比较大小获得三路信号。以a相为例，若mazs^*大于zb，则coma输出高电平，否则coma输出低电平。然后，通过三相非逻辑运算nota、notb和notc将三相比较器获得的信号取反获得三路信号，与未取反的三路信号一同输入到三相开通延迟环节deya、deyb和deyc，最终获得驱动信号sa⁺、sa^–、sb⁺、sb^–、sc⁺和sc^–。sa⁺和sa^–、sb⁺和sb^–、sc⁺和sc^–之间分别存在长度为td的死区时间，以防止高开关频率碳化硅逆变器发生直通短路故障。sa⁺、sa^–、sb⁺、sb^–、sc⁺和sc^–被输入到碳化硅逆变器主电路模块，用于驱动碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管qa⁺、qa^–、qb⁺、qb^–、qc⁺和qc^–。

为了进一步说明本发明用于高开关频率碳化硅逆变器的高效率低谐波控制方法的效果，以下以一个具体的实施例进行说明。

在仿真软件plecs中搭建了仿真模型。仿真模型中，，直流母线电压vdc为600v，负载电感la、lb、lc设置为0.5mh，负载电阻ra、rb、rc设置为10ω。三角载波zb的频率为100khz(即开关频率fs为100khz)，死区时间td为0.4μs。

参见图2，采用一种传统正弦脉宽调制，三相输出电流波形畸变严重，电流幅值为16a。

参见图3，采用一种传统死区补偿法，三相输出电流波形正弦度得到显著提高，此时电流幅值为20a，说明死区效应得到了有效补偿。参见图4，采用本发明的高效率低谐波控制方法，三相输出电流波形与图3相似，正弦度高且电流幅值同样为20a，说明本发明提出的方法能够有效补偿死区效应。参见图5采用三种方法的a相电流谐波和碳化硅逆变器效率对比图。一方面，相比传统正弦脉宽调制，采用传统死区补偿方法和本发明的高效率低谐波控制方法，5次、7次和11次谐波明显减小，能够有效补偿死区效应；另一方面，采用本发明的高效率低谐波控制方法，碳化硅逆变器的效率要远高于另两种方法，说明了本发明提出的方法能够有效减小开关损耗、提高碳化硅逆变器效率。综述所述，通过仿真结果验证了本发明的高效率低谐波控制方法能够有效补偿死区效应、减小开关损耗，实现了碳化硅逆变器的高效率低谐波运行。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例应用于其它领域，但是凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。