本公开涉及一种用于将ac(alternatingcurrent，交流)输入电压转换成ac输出电压的功率转换器。本公开还涉及一种控制这种功率转换器的方法。
背景技术：
：：ac-ups(alternatingcurrent–uninterruptablepowersupply，交流电-不间断电源)是在需要可靠的ac电源供应给关键负载(例如电信无线电基站，或支持数据/电信网络中的数据存储和数据传输的服务器，或医院中的救生设备)时使用的。ac-ups至少需要三个端口，用于将能量路由到关键负载。一个端口包含到公共电网的连接，该公共电网在线路和中性线之间提供ac输入电压，第二个端口包含到ac负载的连接，而第三个端口则包含到电池的连接。在ac-ups应用中，通过使用ac/dc转换器和dc(directcurrent，直流)/ac转换器来形成ac到ac的转换是常见的。ac/dc转换器将能量提供给中间dc电压，该中间dc电压用作dc/ac转换器和双向dc/dc转换器的输入电压。中间dc电压通过可调节的(regulated)dc/dc转换器连接到电池。在不存在ac输入电压的情况下，dc/dc转换器可为电池充电或可从电池向dc/ac转换器提供能量。电池单元的电池电压及其连接可能会改变。电信应用中示例的典型电池电压是-48v，其正极端接地。其他示例的典型工业电池电压是110v、220v和380v。接下来的部分中描述了包含三个转换器(输入ac/dc、输出dc/ac和隔离的双向dc/dc转换器)的单相ac和dcups模块的操作。应当注意，存在多种单相ups开关拓扑。在下文中，“线路频率”等于公共电网中ac电压的频率。典型的线路频率为50hz或60hz。接下来的部分中描述了一些相关的现有技术的电路和控制方法。图1a示出了hirao等人1998年在ieee上发表的“关于三臂型不间断电源中的功率损耗的分析考虑(analyticalconsiderationonpowerlossinathree-arm-typeuninterruptiblepowersupply)”一文中公开的现有技术电路1的示例。文中表明，全桥到全桥ac/ac转换器可以用半桥到半桥ac/ac转换器简化和替换。该电路由三个半桥子电路或所谓的“桥臂”组成，它们在图1a中用虚线框10、20、30表示。第一半桥桥臂10是pfc(powerfactorcorrection，功率因数校正)级部分，其将ac输入连接到电容器c15上的中间dc电压。虚线框15中示出了该电容器c15以及正负dc端dcp(positivedcterminal)、dcn(negativedcterminal)。第二半桥桥臂20对于第一桥臂和第三桥臂是公共的，并且被称为“中性桥臂”。第三半桥桥臂30是反相器(inverter)，其将中间dc电压转换为ac输出电压，从而为关键负载提供能量。该现有技术出版物提出了一种通过以高频pwm(pulsewidthmodulation，脉冲宽度调制)模式切换第二桥臂20(中性桥臂)，来从ac输出去耦ac输入的方法。但是，希望以线路频率来切换中性桥臂。以线路频率切换的中性桥臂在下文中被称为“线路频率换向(commutated)的中性桥臂”。“换向(commutate)”一词反映了这样一个事实，即dc母线电压需要以线路频率由正变为负，以及由负变正，以使反相器级可以将ac输出电压调节为具有正半周期和正半周期的正弦形状。与高频切换的中性桥臂相比，采用具有线路频率换向的中性桥臂有许多很好的理由。一个优点是消除了高频开关损耗。另一个优点是消除了与中性桥臂的高频切换相关的共模(commonmode，cm)噪声，从而使共模滤波器组件尺寸更小。具有线路频率换向的中性桥臂的另一个优点是，它允许使用浪涌保护二极管。另一个优点是，线路频率换向的中性桥臂简化了ac输入pfc和ac输出反相器级交错式拓扑的使用。线路频率换向的中性桥臂的严重缺点是ac输入和ac输出不再去耦。ac输入和ac输出电压之间的相位或频率即使有很小的位移，也会引起ac电流和输出电压的严重失真。这在图2中进行了说明，其显示了中性桥臂以线路频率切换并同步到线路频率，以使dc母线在ac输出的正半周期提供正电压，并在负ac输出时提供负电压的情况。图2示出了图1a的ac输出端acout和中性端n之间的电压。滤波器之前的电压是在节点n30和中性端n之间测得的高频切换电压。这个高频pwm控制的电压在节点acout处被滤波为正弦形电压。因此，所示的电压是由图1a的电感器l30和电容器c30组成的低通滤波器之前和之后的电压。环绕的过零点(zerocrossing)包含ac输出电压的清晰可见的失真，该失真是由线路电压相对于中性桥臂的线路频率切换的较小位移引起的。将ac输入与ac输出完全去耦的一种方法是用三电平中间dc电压替换线路换向桥臂，如su等人1997年在ieee上发表的“单相ups系统的新拓扑(anewtopologyforsinglephaseupssystems)”中所示。两个串联的电容器支持+/-400v，因此反相器级可以合成正弦230vac输出电压。中性线是ac输入和ac输出共用的，并连接到两个电容器的中点。该方案的明显缺点是需要两个串联的电容器，并且对功率半导体提出了很高的阻断电压能力要求。在us6314007中，描述了结合有平衡器电路的多模式功率转换器。该转换器试图克服上述三电平中间dc电压的缺点。中性线是ac输入和ac输出共用的，并连接到两个电容器的中点。提出了一种平衡器电路交替地对两个串联耦合电容器进行充电和放电，以使施加在两个电容器中的每个电容器之上的电压之和永远不会超过三个切换桥臂的额定电压。该解决方案的明显缺点当然是平衡器电路必须在充电/放电过程中处理无功电能(reactiveenergy)。为了克服该缺点并保持低的无功电能，提出了一种控制方法，以控制两个dc总线，使其遵循输入ac和输出ac电压的正弦曲线形状，同时保持低电容值。然而，这种控制方案将带来另一个缺点，即在ac输入突然丢失的情况下的用于保持的能量存储的损耗。该问题可以通过将平衡器电路转换为连接到dc能源(可以是电池)的隔离转换器来解决。这些缺点在本公开中均不存在。pinheiro等人2000年在ieee上发表的论文“用于单相在线三桥臂ups的空间矢量调制(spacevectormodulationforsinglephaseon-linethree-legups)”描述了一种使用基于空间矢量调制理论的调制方法，通过让三个桥臂中的至少一个以线路频率交替切换来将ac输入去耦至ac输出的方法。如us80445352，名称为“备用电源系统”中所述的，一种用于在单相ac-ups中去耦输出和输入的流行方法，是将高频切换与线路换向结合在一起。该方法控制中性桥臂仅在ac输入和ac输出过零点之前和之后的短时间内开始和结束以pwm模式切换。在剩余的80–90％的线路频率周期内，中性桥臂将充当线路换向开关。该方法允许ac输入和输出之间有限的相移，而不会使电流和电压波形失真。缺点是，尽管在较短的时间间隔内，仍会存在中性桥臂切换损耗。由于中间dc的参考的高频漂移而产生的大共模噪声源是另一个缺点。图1a支持以下有关如何产生此cm噪声的简要说明。考虑虚线框20中的中性桥臂。可以看出，中性桥臂与正节点dcp和负节点dcn之间的dc母线电压并联连接。我们假设dc母线电压为400v。中性桥臂开关以互补方式导通。导通时，它们可以近似为短路。然后可以看到，dc母线电压将交替连接到中性导体n，这样，正节点dcp或负节点dcn将连接到中性点。因此，正节点dcp与中性点n相比将在0v和+400v之间跳变，而负节点dcn由于这种切换动作将在0v和-400v之间跳至中性点。中性点n通常连接安全地面或安全地。因此，中性桥臂的切换动作将对地产生高频干扰，即所谓的共模(cm)噪声干扰。该cm噪声的幅度等于dc母线电压。如果dc母线电压为400v，则cm噪声源的幅度将为400v。cm噪声的形状将为方波。方波具有高频含量，是切换频率的倍数。具有这样的共模噪声源会带来许多缺点。一个缺点是需要构造共模滤波器，以将噪声抑制到在不同市场上销售和安装产品所需的强制性emc(electromagneticcompatibility，电磁兼容性)法规和标准所要求的限制以下。切换中性桥臂的另一个缺点是，它会阻止浪涌保护二极管的使用。浪涌保护二极管通常用于旁路浪涌电流，该浪涌电流是由雷击、重载切换或类似的干扰而发生在电网上的过电压(overvoltage)所造成的。这种类型的浪涌保护二极管在正常运行中绝不能导通。但是，它们应该在ac输入端存在过电压时导通，过电压太大以致二极管将被正向偏置。发生这种情况的条件是，ac输入上的浪涌电压必须高于dc母线电压。然后，浪涌保护二极管将提供从ac电网到dc母线电容器的低电阻路径，从而绕过ac/dc转换器并保护半导体免受过电流和可能故障的影响。现在参考图1a中的现有技术。应当注意，在三个开关电路中，s10a、s10b、s20a、s20b、s30a和s30b相对于电流都是双向的，相对于阻断电压都是单向的。原因是，这些半桥开关电路是由电感驱动的开关电流，这意味着由感应能量驱动的电流始终需要一条路径，其是在有源开关被控制为非导通的情况下，由反向并联的二极管提供的一条路径。反向并联的二极管使整个布置相对于阻断电压是单向的。还应注意，硅mosfet(metal-oxidesemiconductorfield-effecttransistor，金属-氧化物半导体场效应晶体管)通常包含反向并联二极管。其他类型的功率半导体开关可能必须与外部反向并联、快速恢复的二极管结合使用。在具有低开关损耗或低导通损耗的功率半导体之间始终存在权衡。由于较小的芯片尺寸和较小的电容，表现出低开关损耗的功率半导体通常具有较高的导通损耗。例如，大功率mosfet由于其芯片尺寸较大，以及因此相对较高的输出电容，因此可能不适合作为半桥结构的高频开关。用于半桥电路高频开关的合适的功率半导体通常是igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极型晶体管)、碳化硅sicfet(fieldeffecttransistor，场效应晶体管)、或氮化镓ganfet。与同等额定的mosfet相比，这些组件的芯片尺寸都相对较小。本公开的目的是避免以上与现有技术有关的缺点。因此，一个目的是提供一种高效的单相ac/ac转换器，同时在ac输入和ac输出之间提供去耦。技术实现要素：本公开主题的一些实施例的目的是提供一种功率转换器，更具体地，涉及一种用于将ac输入电压转换为ac输出电压的功率转换器，一种用于控制功率转换器的方法以及一种用于控制不间断电源的方法，以避免上述与现有技术有关的缺点。因此，一个目的是提供一种单相功率转换器，其以低共模噪声水平、高效率和高可靠性在ac输入和ac输出之间提供去耦。本公开涉及一种功率转换器，其包括：-ac输入端；-中性端；-ac输出端；-ac/dc转换器电路，连接在ac输入端、正dc端和负dc端之间；-dc电容器，连接在正dc端和负dc端之间；-线路频率换向中性电路，连接在正dc端、负dc端和中性端之间；-dc/ac转换器电路，连接在正dc端、负dc端、ac输出端和中性端之间；其中，功率转换器还包括辅助转换器电路，辅助转换器电路连接在正dc端、负dc端和中性端之间。在一个方面，辅助转换器电路包括半桥结构的第一辅助开关器件和第二辅助开关器件。在一个方面，辅助转换器电路还包括辅助电容器和辅助电感器，其中：-第一辅助开关器件连接在正dc端与辅助电路节点之间；-第二辅助开关器件连接在辅助电路节点和负dc端之间；-辅助电容器连接在负dc端和中性端之间；以及-辅助电感器连接在辅助电路节点和中性端之间。在一个方面，功率转换器还包括：-控制电路，被配置为向辅助转换器电路的第一辅助开关器件和第二辅助开关器件提供控制信号。在一个方面，控制信号包括脉冲宽度调制信号。在一个方面，辅助转换器电路被配置为在提供给ac输入端的ac线路电压和提供给ac输出端的ac输出电压的过零点附近的时间段内将ac输入端和ac输出端去耦。在一个方面，过零点附近的时间段为1到2毫秒的持续时间。在一个方面，控制电路被配置为通过以下步骤控制第一辅助开关器件和第二辅助开关器件：-为ac线路电压周期定义第一、第二、第三、第四、第五和第六时间间隔，其中ac线路电压的过零点定义在第一和第四时间间隔的开始处；-在第一、第三、第四和第六时间间隔期间，通过控制电路控制第一辅助开关器件以第一占空比进行切换，并且控制第二辅助开关器件以第二占空比进行切换；-在第二和第五时间间隔期间通过控制电路控制第一辅助开关器件和第二辅助开关器件断开；其中第一占空比和第二占空比之和小于或等于1。在一个方面，ac/dc转换器电路和/或dc/ac转换器电路中的至少一个包括交错型转换器电路。在一个方面，ac/dc转换器电路包括：-第一开关器件，连接在正dc端和ac/dc电路节点之间；-第二开关器件，连接在ac/dc电路节点和负dc端之间；以及-输入电感器，连接在ac/dc电路节点和ac输入端之间。在一个方面，所述ac/dc转换器电路包括：-第一开关器件，连接在正dc端和第一ac/dc电路节点之间；-第二开关器件，连接在第一ac/dc电路节点和负dc端之间；-第三开关器件，连接在正dc端和第二ac/dc电路节点之间；-第四开关器件，连接在第二ac/dc电路节点和负dc端之间；-第一输入电感器，连接在第一ac/dc电路节点和ac输入端之间；以及-第二输入电感器，连接在第二ac/dc电路节点和ac输入端之间。在一个方面，ac/dc转换器电路包括：-第一二极管器件，连接在正dc端和第一ac/dc电路节点之间；-第二二极管器件，连接在第一ac/dc电路节点和负dc端之间；-第三二极管器件，连接在正dc端和第二ac/dc电路节点之间；-第四二极管器件，连接在第二ac/dc电路节点和负dc端之间；-第一输入电感器，连接在第一ac/dc电路节点和ac输入端之间；-第二输入电感器，连接在第二ac/dc电路节点和ac输入端之间；-第一开关器件，连接在第一ac/dc电路节点和中性端之间；以及-第二开关器件，连接在第二ac/dc电路节点和中性端之间的。在一个方面，dc/ac转换器电路包括：-第一开关器件，连接在正dc端和dc/ac电路节点之间；-第二开关器件，连接在dc/ac电路节点和负dc端之间；-输出电感器，连接在dc/ac电路节点和ac输出端之间；以及-输出电容器，连接在ac输出端和中性端之间。在一个方面，dc/ac转换器电路包括：-第一开关器件，连接在正dc端和第一dc/ac电路节点之间；-第二开关器件，连接在第一dc/ac电路节点和负dc端之间；-第三开关器件，连接在正dc端和第二dc/ac电路节点之间；-第四开关器件，连接在第二dc/ac电路节点和负dc端之间；-第一输出电感器，连接在第一dc/ac电路节点和ac输出端之间；-第二输出电感器，连接在第二dc/ac电路节点和ac输出端之间；以及-输出电容器，连接在ac输出端和中性端之间。在一个方面，功率转换器还包括浪涌保护电路，浪涌保护电路包括：-第一二极管，其阳极连接到ac输入端，并且阴极连接到正dc端；-第二二极管，其阳极连接到负dc端，并且阴极连接到ac输入端和中性端。在一个方面，线路频率换向中性电路包括半桥结构的第一开关器件和第二开关器件。在一个方面，线路频率换向中性电路的第一开关器件连接在正dc端和线路频率换向中性电路节点之间，线路频率换向中性电路的第二开关器件连接在线路频率换向中性电路节点和负dc端之间，并且线路频率换向中性电路节连接到中性端。本公开还涉及一种用于控制功率转换器的方法，方法包括：-ac输入端；-中性端；-ac输出端；-正dc端；-负dc端；-ac/dc转换器电路，连接在ac输入端、正dc端和负dc端之间；-线路频率换向中性电路，连接在正dc端、负dc端和中性端之间；-dc/ac转换器电路，连接在正dc端、负dc端、ac输出端和中性端之间；-辅助转换器电路，其包括半桥结构的第一开关器件和第二开关器件，并且连接在正dc端、负dc端和中性端之间；以及-控制电路，与辅助转换器电路的第一开关器件和第二开关器件电耦接；该方法包括以下步骤：-为ac线路电压周期定义第一、第二、第三、第四、第五和第六时间间隔，其中ac线路电压的过零点定义在第一和第四时间间隔的开始处；-在第一、第三、第四和第六时间间隔期间，通过控制电路控制第一辅助开关器件以第一占空比进行切换，并且控制第二辅助开关器件以第二占空比进行切换；-在第二和第五时间间隔期间，通过控制电路控制第一辅助开关器件和第二辅助开关器件断开；其中第一占空比和第二占空比之和小于或等于1。在一个方面，当线路频率换向中性电路包括半桥结构的第一开关器件和第二开关器件时，该方法还包括以下步骤：-在第一、第三、第四和第六时间间隔期间，通过控制电路控制线路频率换向中性电路的第一开关器件和第二开关器件断开；-在第二和第五时间间隔期间，通过控制电路控制线路频率换向中性电路的第一开关器件和第二开关器件进行切换。本公开还涉及一种不间断电源，包括：-上述方面之一的功率转换器；以及-可充电电池，连接到正dc端和负dc端。辅助转换器电路可以仅在ac输入和ac输出的过零点附近的短时间段内激活，从而提供ac输入到ac输出的有效去耦。这个短时间段通常持续1到2毫秒。在这个短时间段内，仅处理了总能量的一小部分。因此，大部分能量仍将由线路换向中性开关器件处理，提供线性、平滑换向的中间dc电压，从而可以通过以线路频率操作的开关器件将正或负dc端连接到中性端。此外，由于可以通过使用辅助线路换向电路来消除现有技术中的中性桥臂的高频切换，因此可以在中性桥臂中使用具有较大芯片尺寸的开关元件，从而可以减小传导损耗。另外，一些实施例可以进一步消除对大型共模滤波器的需求。芯片尺寸较大时，具有承受浪涌电压引起的过电流的能力。浪涌电压在本文中定义为由雷击或重载切换引起的过电压，其导致持续时间短于线路频率周期的瞬变。如果元件的尺寸不能承受浪涌，浪涌电压将驱动浪涌电流流入模块，并可能导致损坏。与现有技术的电路相比，这可以增加电路的可靠性。上述浪涌保护二极管可用于使浪涌电流绕过高频切换的pfc级开关，并通过中性开关返回。浪涌保护二极管和线路频率换向中性开关将提高承受这种瞬变浪涌电压的能力。从本公开的实施例公开的进一步的细节中，将进一步理解本公开的其他目的、特征和优点，其中仅通过图示最适合于实施的模式的方式示出和描述了本公开的优选实施例。在阅读以下详细说明和附图之后，本公开的上述内容对于本领域普通技术人员将变得更加显而易见，其中：附图说明图1a示出了现有技术的功率转换器；图1b示出了现有技术的单相ac-ups；图1c示出了现有技术的三相ac-ups；图2示出了图1a-图1c的节点n30与中性端以及所得ac输出电压之间的高频pwm控制的反相器开关电压；图3示出了根据本公开的功率转换器的优选实施例；图4示出了图3的辅助子电路的细节；图5示出了图3和4在不同的时间间隔的电压；图6示出了用于辅助子电路的控制信号的占空比；图7示出了图4的所得电压v2、v3、v4；图8示出了图3的替代实施例，其中ac/dc转换器和dc/ac转换器是交错型转换器；图9示出了输入和输出电压、正负中间dc端的电势、输入电感器电流的总和、输出电感器电流的总和，以及图8的辅助子电路的电感器电流；图10示出了图9的虚线框db的放大图；图11示出了图3的替代实施例，带有附加的浪涌保护电路；图12示出了浪涌电流通过图12的转换器将如何传播；图13示出了输入电流浪涌和通过图12的电感器l10的相应电流；图14示出了图8的替代实施例，其中ac/dc转换器是单向的；图15示出了本公开的另一个实施例；以及图16a、16b、16c示出了图15的ac/dc转换器和dc/ac转换器的双向开关的不同实施例。具体实施方式在以下描述的实施例中，为方便起见，将在需要时在多个部分或实施例中描述本公开。但是，除非另有说明，这些部分或实施例不是彼此无关的，并且作为修改示例、细节或补充说明的一个与另一个的全部或一部分有关。另外，在以下描述的实施例中，当提及元素的数量(包括构件的数目、数值、数量、范围等)时，除非另有说明或除以下内容外(原则上该数量显然限于特定数目的情况)，元件的数量不限于特定数量。此外，在以下描述的实施例中，除非另有说明或者原则上这些元件显然是不可或缺的情况，否则这些元件(包括元素步骤)并不总是必不可少的。类似地，在以下描述的实施例中，当提及元件的形状、其位置关系等时，除非另有说明或原则上可以想到它们显然被排除在外的情况，否则包括基本近似和相似的形状等。上述数值和范围也是如此。在下文中，将参考附图详细描述本公开的实施例。注意，在用于描述实施例的所有附图中，具有相同功能的构件由相同的附图标记表示，并且将省略其重复描述。应当理解，在不脱离本公开的范围的情况下，可以利用其他实施例，并且可以进行结构上的改变。同样，应当理解，本文所使用的措词和术语是出于描述的目的，而不应被认为是限制性的。本文中“包括”、“包含”或“具有”及其变体的使用意在涵盖其后列出的项目及其等同物以及附加项目。除非另有限制，否则本文中的术语“连接”、“耦接”及其变体被广泛地使用，并且涵盖直接和间接的连接和耦接。现在参照图1a所示的现有技术的功率转换器1。功率转换器1的主要目的是将ac输入电压转换成ac输出电压，因此通常被称为ac/ac转换器。应当注意，在图1a中仅示出了电源电路，此外，将存在用于测量转换器的电压和/或电流的传感器，将存在用于基于感测到的电压和/或电流等来控制ac/ac转换器的开关的控制电路。而且，此类ac/ac转换器通常包括用于冷却目的的电风扇、散热器等。如上面的引言中部分描述的，ac/ac转换器包括三个主端：ac输入端acin、中性端n和ac输出端acout。这三个端可用于连接到ac输入源和ac负载。在图1a中，ac源连接在ac输入端acin和中性端n之间，而负载连接在ac输出端acout和中性端n之间。此外，还有两个附加端，正dc端dcp和负dc端dcn。在一些应用中，这些正负dc端dcp、dcn可被视为ac/ac转换器本身内部的内部端。这些端dcp、dcn之间可能连接也可能不连接可充电电池。然而，当ac/ac转换器1用作ac-ups(ups：不间断电源)时，这两个端dcp、dcn可用于连接到电池。到电池的连接可以直接实现，也可以如图1b所示通过电流隔离或非隔离的dc/dc转换器实现。在图1a中，示出了ac/ac转换器1包括四个虚线框，它们将被称为ac/dc转换器电路10、能量存储电路15、线路频率换向中性电路20和dc/ac转换器电路30。ac/dc转换器电路10连接在ac输入端与正dc端dcp和负dc端dcn之间，并且包括半桥结构的两个开关器件s10a、s10b。第一开关器件s10a连接在正dc端dcp和ac/dc电路节点n10之间。第二开关器件s10b连接在ac/dc电路节点n10与负dc端dcn之间。ac/dc转换器电路10还包括连接在ac/dc电路节点n10与ac输入端acin之间的输入电感器l10。第一和第二开关器件s10a、s10b可以被称为第一和第二ac/dc开关器件s10a、s10b。能量存储电路15包括连接在正dc端dcp和负dc端dcn之间的dc电容器c15。线路频率换向中性线电路20连接在正dc端dcp、负dc端dcn和中性端n之间，并且包括半桥结构的两个开关器件s20a、s20b。这些开关器件可以称为中性开关器件。第一中性开关器件s20a连接在正dc端dcp和线路频率换向中性电路节点n20之间。第二中性开关器件s20b连接在线路频率换向中性电路节点n20和负dc端dcn之间。线路频率换向中性电路节点n20连接到中性端n。如上面的介绍中所述，这些中性开关器件相对于电流是双向的，并且相对于阻断电压是单向的。dc/ac转换器电路30连接在正dc端dcp、负dc端dcn、ac输出端acout和中性端n之间。它包括半桥结构的两个开关器件s30a、s30b。这些开关器件可以被称为dc/ac开关器件。第一dc/ac开关器件s30a连接在正dc端dcp与dc/ac电路节点n30之间。第二dc/ac开关器件s30b连接在dc/ac电路节点n30和负dc端dcn之间。dc/ac转换器电路30还包括连接在dc/ac电路节点n30和ac输出端acout之间的输出电感器l30和连接在ac输出端acout和中性端n之间的输出电容器c30。如上面的介绍中所述，这些开关器件相对于电流是双向的，而相对于阻断电压是单向的。如上所述，ac/ac转换器1还包括用于控制ac/dc开关器件s10a、s10b，开关器件s20a、s20b以及dc/ac开关器件s30a、s30b的控制电路。第一实施例现在将参考图3描述本公开的第一实施例。该实施例公开了一种用于将该实施例的ac输入电压转换为ac输出电压的功率转换器2，其包括ac输入端acin，中性端n，ac输出端acout，连接在ac输入端acin、正dc端dcp和负dc端dcn之间的ac/dc转换器电路210，能量存储电路215，线路频率换向中性电路220，dc/ac转换器电路230和连接在正dc端dcp、负dc端dcn和中性端n之间的辅助转换器电路240。辅助转换器电路240包括半桥结构的第一开关器件s40a和第二开关器件s40b。第一开关器件s40a和第二开关器件s40b可以被称为辅助开关器件s40a、s40b。第一辅助开关器件s40a连接在正dc端dcp与辅助电路节点n40之间。第二辅助开关器件s40b连接在辅助电路节点n40和负dc端dcn之间。第一辅助开关器件s40a和第二辅助开关器件s40b相对于电流是双向的并且相对于阻断电压是单向的。辅助转换器电路240还包括连接在负dc端和中性端n之间的辅助电容器c40和连接在辅助电路节点n40和中性端n之间的辅助电感器l40。在图4中，示出了控制电路60连接到辅助开关器件s40a、s40b的控制端。还示出了控制电路60将pwm(pwm：脉冲宽度调制)控制信号提供给辅助开关器件s40a、s40b。在图4中，控制电路60将第一控制电压v1c提供给第一辅助开关器件s40a的控制端。控制电路60将第二控制电压v2c提供给第二辅助开关器件s40b的控制端。第一电压v1表示正dc端dcn与辅助节点n40之间的电压，第二电压v2表示辅助节点n40与负dc端dcn之间的电压，第三电压v3表示辅助节点n40和中性端n之间的电压，第四电压v4为负dc端dcn与中性端n之间的电压，第五电压v5为正dc端dcp与中性端n之间的电压。在正dc端dcp和负dc端dcn之间的dc电压表示为vdc。将参考图5和6详细描述辅助开关器件s40a、s40b的控制方法。在图5中，将ac线路电压(输入电压，或ac输入端acin与中性端之间的电压)表示为vac-input，而将ac输出端acout与中性端n之间的输出电压表示为vac-output。该ac线路电压的周期表示为从时刻t00到时刻t20的时间段tp。在图4、5和6中，示出了控制电路将控制信号v1c施加到辅助电路240的上部开关s40a，并且将控制信号v2c施加到辅助电路240的下部开关s40b。控制信号可以具有固定的频率，并具有变化的占空比d。占空比d是“导通时间(on-time)”的平均值，定义为导通时间tp和高频切换周期ts之间的关系。占空比的概念可以按照以下来理解：d＝1表示tp＝ts，因此开关处于导通状态始终为on。d＝0表示tp＝0，因此开关处于阻断状态始终为off。d＝0.25表示tp＝0.25ts，因此开关处于导通状态为on，平均时间为25％。占空比d将在下面用于估算开关上的电压平均值。开关频率fs约为几千赫兹，因此比ac线路频率(通常为50或60hz)高得多。辅助电路适用于更高的开关频率。辅助电路可以使用ac/dc转换器电路210和dc/ac转换器电路230中的开关的开关频率的两倍至十倍的范围内的开关频率。更高的开关频率将使得有可能选择较小尺寸和重量的辅助元件。实际上，这意味着辅助开关的开关频率的典型选择将落在50千赫兹至1兆赫兹的范围内。ac输入/输出电流与辅助电感器电流之间关系的典型数值分别为30arms和0.6arms。对于设计高频电感器领域的技术人员来说，显而易见的是，与ac输入l10和输出l30滤波电感器相比，辅助电感器l40的物理尺寸和成本可以忽略不计。同样，与辅助电容器c40相比，中间dc电容器c15的典型数值在600uf至1.5uf的范围内。当控制信号为零时，辅助开关处于阻断状态；当控制信号为高时，辅助开关处于导通状态。辅助开关将以互补的方式导通和阻断。两个辅助开关也可以同时处于阻断阶段。参考图5，将线路周期划分为6个独立的时间间隔，t00-t01之间的间隔t1，t01-t02之间的间隔t2，t02-t1t之间的间隔t3，t10-t11之间的间隔t4，t11-t12之间的间隔t5，以及t12-t20之间的间隔t6。这些间隔在每个线路频率周期重复一次。在一实施例中，时间间隔t1、t2、t3、t4、t5、t6是连续的时间间隔。t00-t20等于上述线路周期tp。t00-t10等于前半周期，主要为负的ac电压。t10-t20等于后半周期，主要为正的ac电压。t00，t10和t20表示ac输入和ac输出电压的预期过零点。t-02-t01、t02-t11和t12-t21是短时间间隔，其中包括ac输入和ac输出电压的预期过零点。在这些间隔期间，辅助开关以不同的占空比进行切换。在这些间隔期间，线路频率换向中性电路220的开关均处于阻断状态。t01-t02和t11-t12是更长的时间段。在这两个间隔期间，辅助开关不切换。现在，线路频率换向中性电路220的开关以互补的方式导通和阻断。连接在节点“dcp”和节点“n20”之间的第一中性开关s20a在时间间隔t01-t02期间导通。连接在节点“n20”和节点“dcn”之间的第二中性开关s20b在时间间隔t11-t12期间导通。返回时间间隔t-02-t01、t02-t11和t12-t21。在这些间隔期间，辅助开关以不同的占空比进行切换。一个开关的占空比从1变为0，而另一开关由从0变为1的占空比控制。上部开关s40a的占空比称为d1，下部开关s40b的占空比称为d2。在任何情况下，两个占空比的总和在任何时候都将接近于一，即方程式2。辅助开关以半桥结构连接。在本公开的一个实施例中，这意味着它们将不会同时导通以防止中间dc电压的短路。可以引入一个短的“死区时间(deadtime)”，则两个开关都不导通。死区时间可以足够长，以保证在不完善的信号和驱动电路中有一定的延迟裕度。死区时间通常在50-500ns范围内，与开关频率周期相比，实际上非常短，因此其在以下讨论辅助电路的占空比控制时可以忽略不计。第一占空比d1和第二占空比d2之和小于或等于1。图6显示了用于控制信号v1c和v2c的占空比的优选脉冲宽度调制(pulsewidthmodulated，pwm)控制。图6示出了占空比d1和d2刚刚在时间间隔t02-t11之前、之后，以及在其期间如何变化。当控制信号为逻辑高电平(意味着)时，开关处于导通状态。占空比d1代表控制信号v1c为高时的平均时间，因此代表开关s40a为on时的平均时间。占空比d2代表控制信号v2c为高时的平均时间，因此代表开关s40b为on时的平均时间。图6显示在t02之前和t11之后，开关处于off状态，换句话说，d1和d2都等于零。在t02处，d1设置为1，但在时间间隔t02-t11内线性减小到0。另一方面，在时间间隔t02-t11内，d2从0线性增加到1。d1和d2在时间间隔t-02-t01和t12-期间以类似的方式变化：t-02处d1等于0并且在时间间隔t-02-t01内从该值开始线性增加到1。在相同的时间间隔t-02-t01期间，d2从1线性减小到0。在t12处，d1从值0开始，并在时间间隔t12-t21内线性增加到1。在相同的时间间隔t12-t21期间，d2从1线性减小到0。辅助半桥开关s40a、s40b连接在节点dcp和dcn之间。在节点dcp和dcn之间产生中间电压vdc。中间dc电压可能高于ac输入和ac输出的峰值。对于单相230vacups，vdc≈400v是一个合适的选择。上部开关上的电压称为v1，其漏极连接到节点dcp，源极连接到节点“n40”。下部开关上的电压称为v2，其漏极连接到节点n40而源极连接到节点dcn。从图4可以明显看出，电压v1和v2之和等于vdc。v1+v2＝vdc方程式3重排方程式3：v2＝vdc-v1方程式4参照图4，v4和v5分别是节点dcn至n与节点“dcp”至“n”之间的电势。通过查看图4：v4＝v3-v2方程式5将方程式4带入方程式5：v4＝v3-(vdc-v1)方程式6通过查看图4：v5＝v4+vdc方程式7辅助开关的平均“导通时间”由占空比控制。因此，我们可以使用占空比来估算v1和v2的平均值：v3的平均值必须等于零，因为电感器无法阻断dc电压。avg(v3)＝0方程式10方程式6取平均并结合方程式10：v4＝avg(v1)-vdc方程式11将方程式8带入方程式11：通过取平均并结合方程式7和方程式12：通过将方程式12和方程式13中的占空比d1从1变为0：现在参考图4，方程式12、12-1和13、13-1说明了如何控制正dc端dcp和负dc端dcn之间的dc电压(表示为vdc)，使其逐渐换向，从使负端dcn连接到中性端，到使正端dcp连接到中性端，反之亦然。注意，电压v4和v5等于相对于中性节点n测得的节点dcp和dcn处的电压。换句话说，控制电路60向控制信号v1c命令占空比d1，并且向控制信号v2c命令占空比d2。这样，通过方程式12、12-1描述了对正节点dcp和中性节点n之间的电压v5的影响。同样，通过方程式13、13-1描述了对负节点dcn和中性节点n之间的电压v4的影响。图7中详细清楚地图示了，当占空比d1和d2从1到0和从0到1线性变化时，对方程式12-1和13-1中定义的v4和v5的影响。v3、v4和v5以中性线(节点n)为参考进行测量。v3是在辅助开关中点(节点n40)处测得的电压。v4是辅助电容器c40上的电压。v5是dc母线电容器c15和辅助电容器c40上的电压之和。回到图7，v3用灰色区域表示，因为节点n40是以高频pwm模式切换的，而前面提到的占空比d1和d2被控制为从1到0和从0到1线性变化。辅助电路的低通滤波器(由滤波电感器l40和滤波电容器c40组成)有效地过滤了节点n40中测得的开关频率，因此电压v4和v5的开关频率纹波很小。如图7中的黑色实线所示，电压v4和v5呈现平滑过渡，没有任何高频纹波，因此v4在-400v和0v之间平滑变化，而v5在0v和+400v之间平滑变化。在过渡期间，正电压和负电压均可用，因此存在一定的空间，使ac输出相对于线路频率具有有限的相移，并且这可能会从ac输出去耦ac输入，从而避免ac输出的任何失真。第二实施例现在将参考图8描述本公开的替代实施例。该实施例公开了一种将ac输入电压转换为ac输出电压的功率转换器3，其包括能量存储电路215、线路频率换向中性电路220和辅助转换器电路240。在该实施例中，ac/dc转换器电路210和dc/ac转换器电路230是交错型转换器电路。应当注意，ac/dc转换器电路210可以是如图8中的交错类型，而dc/ac转换器电路230是图3的类型。也可以ac/dc转换器电路210是图3中的类型，而dc/ac转换器电路230是图8的交错型。在图8中，示出了ac/dc转换器电路210包括第一开关器件s10a、第二开关器件s10b、第三开关器件s10c和第四开关器件s10d。第一开关器件s10a连接在正dc端dcp与第一ac/dc电路节点n10a之间。第二开关器件s10b连接在第一ac/dc电路节点n10a与负dc端dcn之间。第三开关器件s10c连接在正dc端dcp与第二ac/dc电路节点n10b之间。第四开关器件s10d连接在第二ac/dc电路节点n10b与负dc端dcn之间。另外，ac/dc转换器电路210包括连接在第一ac/dc电路节点n10a和ac输入端acin之间的第一输入电感器l10a和连接在第二ac/dc电路节点n10b和ac输入端acin之间的第二输入电感器l10b。在图8中进一步示出，dc/ac转换器电路230包括第一开关器件s30a、第二开关器件s30b、第三开关器件s30c和第四开关器件s30d。第一开关器件s30a连接在正dc端dcp与第一dc/ac电路节点n30a之间。第二开关器件s30b连接在第一dc/ac电路节点n30a与负dc端dcn之间。第三开关器件s30c连接在正dc端dcp与第二dc/ac电路节点n30b之间。第四开关器件s30d连接在第二dc/ac电路节点n30b与负dc端dcn之间。另外，dc/ac转换器电路230包括连接在第一dc/ac电路节点n30a与ac输出端acout之间的第一输出电感器l30a，连接在第二dc/ac电路节点n30b与ac输出端acout之间的第二输出电感器l30b和连接在ac输出端acout和中性端n之间的输出电容器c30。在本实施例中，如在第一实施例中所描述的那样对辅助电路240进行控制。不同位置处不同类型的电源开关可总结如下。ac/dc转换器电路210和dc/ac转换器电路230包含适合于整个负载电流的高频切换的开关。中性线路频率换向的半桥桥臂20包含适于传导整个负载电流和由浪涌电流引起的过电流的开关。辅助中性换向电路240包含适用于高频切换的开关。igbt通常用于ac/dc转换器电路210和dc/ac转换器电路230中半桥结构的高频功率切换。宽带隙器件(例如碳化硅和砷化镓功率半导体)也适用于高功率、高频切换。igbt和宽带隙器件也适用于辅助中性换向电路240。mosfet是在线路频率换向的中性桥臂20中传导大电流的理想选择。如以上实施例中那样，开关器件相对于电流是双向的并且相对于阻断电压是单向的。应当注意，本公开不限于特定位置处的特定类型的开关器件。随着半导体的发展，未来的多种类型的半导体可能会显示出适合在上述实施例中使用的特性。在图9中显示了在图8所示电路中测得的电压和电流。上面的图显示了电压，下方的图显示了电流。ac输入电压uacin和ac输出电压uacout具有正弦波形，它们是同相的，并且振幅近似相等。辅助中性换向电路240对中间dc电压的影响由展示相对于中性节点n的正dc节点电势udc+和负dc节点电势udc-的曲线图示出。辅助中性换向电路240将正节点的线性过渡控制在0v至400v之间，并将负节点的线性过渡控制为在-400v至0v之间。下方的图显示了三个电流；输入电流ilin是通过第一和第二输入电感器l10a、l10b的电流的交错和(interleavedsum)，输出电流ilout是第一和第二输出电感器的交错和，以及通过辅助电感器l40的辅助电感器电流il40。除了中间dc电压发生线性过渡的时间期间，辅助电感器电流il40为零。辅助电感器电流il40与输入和输出电流ilin和ilout相比较小。辅助电感器的均方根值通常为标称输出和输入电流的rms(rootmeansquare，均方根)值的1-5％。在图10中对方框db进行了放大。第三实施例现在将描述本公开的替代实施例。该实施例与图8的第二实施例相同，除了一个例外——在图8中，ac/dc转换器电路210的第一和第二电感器l10a和l10b以及dc/ac转换器电路230的第一和第二电感器l30a和l30b是独立的元件，即它们彼此磁性独立，而在该第三实施例中，ac/dc转换器电路210的第一和第二电感器l10a、l10b彼此磁性连接，而dc/ac转换器电路230的第一和第二电感器l30a、l30b彼此磁性连接。因此，在该实施例中，电感器l10a、l10b包括缠绕在公共磁心上的绕组，并且电感器l30a、l30b包括缠绕在公共磁心上的绕组。在本实施例中，如在第一实施例中所描述的那样控制辅助电路240。第四实施例现在将参考图11描述本公开的替代实施例。功率转换器4在此对应于图3的实施例，具有ac/dc转换器电路210、能量存储电路215、辅助转换器电路240、线路频率换向中性电路220和dc/ac转换器电路230。另外，图12的ac/ac转换器1包括一个浪涌保护电路25。浪涌保护电路25包括阳极连接到ac输入端acin并且阴极连接到正dc端dcn的第一二极管d1，以及阳极连接到负dc端dcn并且阴极连接到ac输入端acin和中性端n的第二二极管d2。还应当注意，在本实施例中，线路频率换向中性电路220的开关器件s20a、s20b是可以承受浪涌的类型，通常是mosfet或igbt。现在参考图12。这里，正浪涌电压到达ac输入端acin。浪涌电压将产生浪涌电流。这样的浪涌电流将流过第一二极管d1、电容器c15和第二开关器件s20b。以相应的方式，负浪涌电流将流过第二二极管d2、电容器c15和第一开关器件s20a。根据该实施例，保护电路210、240和230的开关器件免受输入浪涌的影响。现在参考图13。图13显示了图12中所示的传播的浪涌电流的形状。请注意，电流在水平>800a处达到峰值。流经输入电感器l10的电流i(l10)的形状如下方的图所示。注意，该电流i(l10)的峰值明显小于浪涌电流的峰值(约67a)。该水平足够低，使得能够检测并命令在短时间内安全阻断输入ac/dc10中的开关，如显示ac输入电感器中的电流i(l10)如何在2到3毫秒内变为零所示。如以上实施例中那样，开关器件相对于电流是双向的并且相对于阻断电压是单向的。第五实施例现在将参考图14描述本公开的替代实施例。这里，功率转换器5是单向交错型ac/dc转换器。这里，能量存储电路215、辅助转换器电路240和dc/ac转换器电路230与图8的实施例相似，下面将详细描述电路210和220。这里，ac/dc转换器电路210包括：-第一二极管器件d10a，其阴极连接到正dc端dcp，并且其阳极连接到第一ac/dc电路节点n10a；-第二二极管器件d10b，其阴极连接到第一ac/dc电路节点n10a，并且其阳极连接到负dc端dcn；-第三二极管器件d10c，其阴极连接到正dc端dcp，并且其阳极连接到第二ac/dc电路节点n10b；-第四二极管器件d10d，其阴极连接到第二ac/dc电路节点n10b，并且其阳极连接到负dc端dcn。另外，ac/dc转换器电路210还包括连接在第一ac/dc电路节点n10a与ac输入端acin之间的第一输入电感器l10a和连接在第二ac/dc电路节点n10b与ac输入端acin之间的第二输入电感器l10b。在其他实施例中，ac/dc转换器电路210还可包括连接在第一ac/dc电路节点n10a和中性端n之间的第一开关器件s10a和连接在第二ac/dc电路节点n10b和中性端n之间的第二开关器件s10b。这些开关器件s10a、s10b是双向开关器件，并且将在下面进一步详细描述。在本实施例中，线路频率换向中性电路220包括二极管。因此，这里线路频率换向中性电路220包括第一二极管器件d20a，其阴极连接到正dc端dcp，并且其阳极连接到线路频率换向中性电路节点n20；第二二极管器件d20b，其阴极连接到线路频率换向中性电路节点n20及其阳极连接到负dc端dcn。线路频率换向中性电路节点n20连接到中性端n。这里，功率只能从ac输入端传递到电池和/或ac输出端，但功率却不能反方向传递。第六实施例现在将参考图15描述本公开的替代实施例。这里，功率转换器6可以包括如图8中的交错型ac/dc转换器。这里，能量存储电路215、辅助转换器电路240和线路频率换向中性电路220类似于图8的实施例，下面将详细描述电路210和220。在图15中，示出了ac/dc转换器电路210包括八个开关器件s10a-h，其中开关器件s10a、s10c、s10e、s10g连接在正dc端dcp与各ac/dc电路节点n10a、n10b、n10c、n10d之间，以及开关器件s10b、s10d、s10f、s10h连接在各ac/dc电路节点n10a、n10b、n10c、n10d与负dc端dcn之间。另外，ac/dc转换器电路210包括连接在ac输入端acin与各ac/dc电路节点n10a、n10b、n10c、n10d之间的四个输入电感器l10a、l10b、l10c、l10d。在图15中进一步示出，dc/ac转换器电路230包括八个开关器件s30a-h，其中，开关器件s30a、s30c、s30e、s30g连接在正dc端dcp与各dc/ac电路节点n30a、n30b、n30c、n30d之间，并且其中开关器件s30b、s30d、s30f、s30h连接在各dc/ac电路节点n30a、n30b、n30c、n30d与负dc端dcn之间。另外，dc/ac转换器电路230包括连接在ac输出端acout与各dc/ac电路节点n30a、n30b、n30c和n30d之间的四个输出电感器l30a、l30b、l30c、l30d。应当注意，在又一替代实施例中，电路210、230中可以有六个开关器件或八个以上的开关器件。当然，节点和电感器的数量将取决于开关器件的数量。电路210中的开关器件的数量也可以与电路230中的开关器件的数量不同。如以上实施例中那样，开关器件相对于电流是双向的并且相对于阻断电压是单向的。双向开关器件bs现在将参考图16a、16b、16c描述上述提及并在附图示出的双向开关器件。这里，将双向开关器件表示为bs。应当注意，双向开关器件bs的这些实施例是从wo2014/114481知晓的。在图16a-c中，示出了ac/dc转换器电路210的第一开关器件s10a作为开关器件bs的示例，其中，开关器件bs连接在正dc端dcp与节点n10之间。然而，相同的开关器件bs可以用于功率转换器2-6的所有其他开关器件。在图16a所示的第一个实施例中，双向开关bs包括第一bs开关s1和第二bs开关s2，每个均包括连接至控制电路60的控制端gs1、gs2。第一bs开关s1的漏极端ds1连接至正dc端dcp，第二bs开关s2的漏极端ds2连接到节点n10，并且第一bs开关s1的源极端ss1连接到第二bs开关s2的源极端ss2。在图16b所示的第二实施例中，双向开关bs也包括第一bs开关s1和第二bs开关s2。这里，第一bs开关s1的源极端ss1连接到正dc端dcp，第二bs开关s2的源极端ss2连接到节点n10，并且第一bs开关s1的漏极端ds1连接到第二bs开关s2的漏极端ds2。在图16c所示的第三实施例中，双向开关bs包括第一bs开关s1和开关二极管dbs1、dbs2、dbs3、dbs4。这里，第一bs开关s1的源极端ss1连接至第一开关二极管dbs1的阳极和第二开关二极管dbs2的阳极。第一bs开关s1的漏极端ds1连接到第三开关二极管dbs3的阴极和第四开关二极管dbs4的阴极。第一开关二极管dbs1的阴极和第三开关二极管dbs3的阳极连接到正dc端dcp。第二开关二极管dbs2的阴极和第四开关二极管dbs4的阳极连接到节点n10。第一bs开关s1的控制端gs1连接至控制电路。在上面的描述中，公共开关sc1、sc2和输出开关sout1、sout2是具有反向并联二极管的mosfet开关或igbt开关。优选地，开关是碳化硅mosfet或氮化镓mosfet。在图16c中，双向开关bs的第一bs开关s1也是mosfet或igbt。在图16a和16b中，双向开关bs的第一和第二bs开关s1、s2也是mosfet开关。替代实施例附图中所示的特定布置不应视为限制性的。应当理解，其他实施例可以包括给定图中所示的更多或更少个各元件。此外，一些示出的元件可以被组合或省略。更进一步，示例性实施例可以包括图中未示出的元件。另外，尽管本文已经公开了各个方面和实施例，但是其他方面和实施例对于本领域技术人员将是显而易见的。本文所公开的各个方面和实施例是出于说明的目的，而不是旨在进行限制，真实的范围和精神由所附权利要求指示。在不脱离本文提出的主题的精神或范围的情况下，可以利用其他实施例，并且可以进行其他改变。容易理解的是，可以以各种不同的结构来布置、替换、组合、分离和设计如本文一般地描述的以及在附图中示出的本公开的各方面，所有这些在本文中都可以考虑。作为示例，在图1c中示出了三相ac-ups。应当注意，上述ac/ac转换器的原理也可以用于三相ac-ups中，其中每相配置三个单相ups。当前第1页12当前第1页12