无电阻器预充电的制作方法

本申请是申请号为：201410621792.4，发明名称为：无电阻器预充电的分案申请。本发明涉及转换器装置，其包括：包含用于连接ac输入电压的两个输入端子的输入级、用于将ac输入电压转换成dc输出电压的转换器级和包含输出电容的输出级，其中跨输出电容而提供dc输出电压，转换器装置还包括被布置在从两个输入端子之一到另一个并且包括所述输出电容的电流路径中的可控开关以及被适配成控制可控开关以用于在转换器装置的启动时为输出电容预充电的控制单元。本发明还涉及用于为转换器装置的输出电容预充电的对应方法，以及一种机动车辆，其包括至少一个电动机、用于驱动所述至少一个电动机的第一能量存储装置并且包括用于为第一能量存储装置充电的这样的转换器装置。

背景技术：

要以电力网功率供给（mainspowersupply）网络（即在从300w（瓦特）到十分之几（several10^th）kw（千瓦）的功率范围中）而操作的许多电气设备被设计成接收dc输入电压。电力网供给通常是单相或多相ac电压电网，其因此必须被转换成dc电压以用于供给这样的设备。电气设备所需的dc电压通常由ac/dc功率供给单元（psu）提供。功率供给单元可用于多种多样的应用，诸如例如计算机（诸如服务器或个人计算机）、存储设备和网络产业以及用于电信基础设施。但是它们还可用于感应式烹调/加热系统或自动充电器，特别是使用在电驱动的汽车和其它ev（电动车辆）或hev（混合电动车辆）中的车载充电器（obc）。这样的obc为使用在这样的车辆中的高压牵引电池充电以用于直接从公共ac功率电网向发动机提供电功率。

pfc转换器是许多当今的ac/dcpsu的前端级，其直接从ac电力网进行操作。pfc级将ac侧功率因数调整到接近于一（功率因数校正）并且它还将dc链路电压控制成恒定值，所述dc链路电压是独立于实际功率流而用于后续级的输入电压。通常在转换器输出处跨电容器而提供dc链路电压。那些pfc级中的大多数根据升压原理进行操作，即，在正常操作模式中的dc链路电压必须总大于ac输入电压的任何瞬时值，其可以被假设为随时间是正弦的，具有幅度ûac和角频率ω。

标准升压pfc转换器包括用于整流ac输入电压的全桥二极管整流器，随后是升压电感和连接到第一输出端子的升压二极管。诸如igbt、mosfet、晶闸管（thyristor）等等之类的可控开关连接在升压电感与第二输出端子之间并且dc链路电容器连接在两个输出端子之间。如已经提及的，正常操作模式中的dc链路电压必须在每个单个时间点处大于ac输入电压。但是在升压pfc转换器的启动之前，dc链路电容通常被放电，这意味着跨dc链路电容器的电压通常为0v（伏特）。这意味着dc链路电容必须在转换器可以操作在其正常升压模式中之前被预充电。为了避免高涌入电流，输入电压可以不直接连接到输出电容器，因为升压电感器的电感相当小并且因此不足以充分限制充电电流。

为这样的升压pfc转换器的dc链路电容预充电的已知解决方案是在充电电流路径中提供电阻器r以使得限制流到dc链路电容器中的电流。一旦dc链路电容器被完全充足电，通过闭合与电阻器r并联连接的开关来旁通电阻器r。开关可以实现为机电继电器或者通过不同类型的可开关功率半导体来实现，像是例如igbt、mosfet或晶闸管。用于电阻器r的不同位置是可能的，要么在ac侧，例如在输入端子与整流器之间，要么在dc侧，例如在第二输出端子与整流器之间。在某些应用中还提供浪涌二极管，其旁通升压二极管和升压电感。

在另一已知解决方案中提供两个附加二极管，它们中的每一个以导通方向从转换器的输入端子中不同的一个连接到充电电流限制电阻器（其自身连接到输出电容器）。另外，整流器的两个二极管被晶闸管取代，使得通过关断晶闸管，输入端子从升压电感断开。因此，输入电流通过附加二极管和电阻器流到输出电容器。为了控制晶闸管，提供控制单元，其连接到输出电容器，以使得为控制单元供给电能来提供用于晶闸管的控制信号。因此，由于输出电容器未在转换器启动时被充电，控制单元未被加电并且因此晶闸管被关断。一旦输出电容器被充电至某个水平，控制单元就被加电。然后它能够接通晶闸管以使得旁通附加二极管和电阻器，从而停止输出电容器的预充电并且开始转换器的正常升压操作。

文档ep1186093b1（ascomenergysystem（亚斯康能量系统）ag）公开了用于为输出电容器预充电的另一解决方案。整流器二极管之一被晶闸管18取代并且与该晶闸管18并联地提供包括二极管20和电阻器19的预充电路径2。在启动时，晶闸管关断使得电流通过预充电路径2流到输出电容器。包括分压器25、参考电压26、限制二极管27和比较器28的控制电路提供用于控制晶闸管18的控制信号。

现有技术的主要缺点在于在输出电容器的充电期间需要电阻器来限制充电电流。在预充电间隔期间，大电流流过该电阻器并且因此大量功率必须通过它耗散成热。出于热学原因，该电阻器必须具有相当庞大的体积，这还导致关于功率供给的组件布局和电阻器的热连接的某些约束。另一缺点是以下事实：除了电阻器自身之外，需要附加组件，诸如例如二极管、可控开关或甚至相当复杂的控制电路，这不仅导致增加的空间需求还导致增加的制造成本。

技术实现要素：

本发明的目的是提供关于初始提及的技术领域的转换器装置，其使得能够通过减少设计约束而实现较为简单的设计。本发明的另外的目的是提供具有减少的空间需求和降低的制造成本的这样的转换器装置。本发明的另一目的是提供包括这样的转换器装置的机动车辆并且本发明的又一目的是提供用于提供这样的转换器装置的方法。

本发明的解决方案由权利要求1的特征指定。根据本发明的转换器装置包括：包含用于连接ac输入电压的两个输入端子的输入级、用于将ac输入电压转换成dc输出电压的转换器级和包含输出电容的输出级，其中跨输出电容而提供dc输出电压。转换器装置还包括被布置在从两个输入端子之一到另一个的电流路径中的可控开关，其中电流路径包括输出电容。此外，转换器装置包括控制单元，其被适配成控制可控开关以用于在转换器装置启动时为输出电容预充电。根据本发明，控制单元被适配成在启动期间控制可控开关，使得在输入电压的至少一半周期期间可控开关的占空比在0与1之间。要注意，如以下概述的那样，在许多应用中需要不仅一个而是两个（或甚至更多）这样的可控开关。

通过恰当地控制可控开关使得开关仅在输入电压的半周期的一部分内断开，可以容易地调节在输入电压的每半周期经过可控开关的电流量。因此，整流ac电压的半周期的仅小且可控的分段有效地经过而到dc链路电容器，产生仅小（即有限）的充电电流。为此，不再需要用于电流限制的预充电电阻器。由于可以省略庞大的预充电电阻器，可以显著减少设计约束。另外，通过省略预充电电阻器，可以降低组件的数目以及制造成本。另外，不仅可以省略预充电电阻器而且还可以减少诸如二极管、可控开关或者甚至复杂控制电路之类的附加组件的数目。

与其中对于整个预充电时间（即直到跨输出电容器的输出电压已经达到其最终水平）而言可控开关要么接通要么关断的现有技术相反，在根据本发明的转换器装置中的可控开关在预充电间隔期间在输入电压的每个半周期中被接通和关断。

如果可控开关例如被控制成在输入电压的预充电间隔期间的特定半周期中从0°到175°断开并且从175°到180°闭合，则开关的占空比例如为5/180≈0.03。在输入电压的后续半周期中开关例如被控制成从0°到170°断开并且从170°到180°闭合，导致大约10/180≈0.06的比。

然而还可以通过控制开关以使得从0°到5°闭合并且从5°到180°断开或者通过控制它以使得从155°到160°闭合并且从0°到155°以及从160°到180°断开来实现5/180≈0.03的相同占空比。

然而经过可控开关的功率量不仅取决于开关的占空比而且还取决于当开关被闭合和再次断开时的半周期的确切角度。给定输入电压的或多或少正弦的波形，在0°到5°的间隔期间通过开关传递的功率比在45°到50°的间隔期间通过开关传递的功率低得多，因为第二间隔期间的电压比第一间隔的电压高得多。

因此，为了用小充电电流为输出电容器充电，在本发明的优选实施例中可以通过在若干半周期期间增加占空比来控制可控开关。在另一实施例中可以通过保持占空比一般恒定并且通过使开关接通时的半周期内的角度变化来控制充电电流。由于这将会需要开关独立于跨它的电压的强制关断，这仅可以在诸如例如mosfet或igbt之类的某些开关的情况下实现。可以组合这两种控制机制是不言自喻的。

事实上，在预充电间隔期间、在输入电压的半周期中的大多数期间，占空比在0与1之间。仅在预充电间隔的开始或结束时可以将占空比分别选取为实际上0或1。

如上文已经提及的，本发明消除了对于预充电电阻器的需要。不过，电阻器无论如何都可以被布置在去往输出电容器的电流路径中。然而，这样的电阻器将会再次增加设计约束、空间需求以及成本，并且如果在正常转换器操作期间它未被旁通，则将会严重地增加转换器的传导损耗并且因此降低其效率。在本发明的优选实施例中，包括输出电容的电流路径一般是无电阻器的。在本描述的上下文中，术语一般无电阻器必须要理解成使得电流路径不包括任何电阻器，即任何显式电阻器组件。然而不要理解成使得该电流路径完全是免除电阻的，因为电流路径将最有可能包括由转换器的其它组件引起的寄生电阻。

如上文所提及的，根据本发明的转换器装置特别可适用在pfc转换器中并且特别是在pfc升压转换器中，这二者因此是本发明的优选实施例。然而本发明还可以应用在其它类型的转换器中，其中在预充电间隔期间必须限制电容器的充电电流。这样的转换器例如是其它升压转换器。

由于必须正好从预充电间隔的开始就控制可控开关，因此将输出电容器用作用于控制单元的功率源是不可能的。然而，诸如例如借助于分压器或任何其它适合的手段来直接从输入电压得到供给电压将会是可能的。然而，这将会再次需要向转换器提供附加组件，这不是合期望的。

转换器装置因此优选地包括辅助功率供给，以用于至少在转换器装置的启动期间向控制单元提供功率。

这样的辅助功率供给可以例如是集成到转换器中的电池等等。

但是在某些应用中，诸如例如ev/hev中，附加功率源无论如何都是可用的。除了高压牵引电池之外，这样的ev通常包括低压电池（时常为12v），以用于向诸如照明、点火、显示、空气调节等等之类的车载系统供给电能——与在非电动车辆中常规进行的大致相同。

对于其中这样的低压电池可用的应用中，根据本发明的转换器装置优选地包括用于连接外部功率源的辅助功率输入。因而，转换器装置的辅助功率供给连接到辅助功率输入。尽管高压功率源（其在ev/hev应用的情况中不同于用于驱动ev/hev的高压牵引电池）连接到辅助功率输入一般将会是可能的，但是有利的是辅助功率输入被配置成从低压电池、特别是机动车辆的低压电池接收dc功率。如果高压功率源连接到转换器装置，则所接收的电压将再次必须变换成低压以便向控制单元供给能量。

辅助功率供给可以用于始终为控制单元馈电。但是为了维持该辅助功率供给，转换器装置被适配成在转换器装置的启动之后向控制单元提供功率。例如，一旦预充电间隔已经结束并且输出电容器被完全充足电，输出电容器就可以用作功率供给来为控制单元馈电。

可控开关可以例如通过诸如继电器之类的机电设备实现。但是取决于特定应用，机电设备更倾向于机械振动，如例如功率半导体。但是机械振动在例如机动车应用中是个问题，为此诸如igbt、mosfet或晶闸管之类的功率半导体优选地用作可控开关。

然而，在本发明的最优选实施例中，可控开关包括晶闸管。晶闸管在它们可控地使得电流能够在一个方向上流动但是阻挡其它方向上的电流流动的意义上还可以被视为可控二极管。该特性时常可以与转换器装置的其它功能组合。此外，用于晶闸管的常见控制方法是相位角控制，其中连接到ac输入电压的晶闸管在特定角度处接通并且只要它被正向偏置（也就是说，当跨设备的电压不是反向时）就保持接通。因此，当使用晶闸管作为可控开关时，控制单元优选被适配成通过相位角控制来控制可控开关。

可以以不同的方式应用相位角控制。晶闸管可以例如被控制以使得当跨晶闸管的电压的过零发生时接通并且在下一过零之前的特定角度处关断它。然而，恰当控制开关的电路复杂性在该情况中较高并且必须使用诸如gto之类的特定晶闸管。因此优选的是晶闸管被控制以使得它在输入电压的过零之后的特定角度处接通。它然后在下一过零处自动关断。在优选实施例中，控制单元因此被适配成在预定触发相位角（ignitionphaseangle）处接通晶闸管，其中将转换器的启动的开始时的触发相位角选取成在165°与180°之间并且其中触发相位角从输入电压的半周期到半周期地按δα的角度而减小，其中δα在0°与15°之间、优选地在0.1°与5°之间并且最优选地在0.3°与2°之间。优选地，将预充电间隔的第一半周期中的触发相位角选取为180°－δα。

在该示例中，将角度δα选取为恒定。然而，在本发明的另一优选实施例中，控制单元被适配成从半周期到半周期地变化δα。角度δα一般可以在上文提及的边界内随机变化或者可以通过从半周期到半周期地减小它来变化。但是有利的是从半周期到半周期地增加角度δα。这样，电流峰值可以或多或少地保持恒定，而在恒定角度δα的情况中电流峰值由于输入电压的正弦特性而减小。结果，当角度δα增加时预充电间隔将较小。

在正常操作模式中，即在启动之后当dc输出电压已经达到其最终水平（其一般等于ac输入电压的幅度的值）时或者当转换器已经达到操作的稳态时，优选地通过应用略负的触发相位角来控制晶闸管。例如，控制单元被适配成将触发相位角设置成-25°到0°之间的值，特别地设置成-10°到0°之间的值。这意味着略微在输入相位的过零之前接通晶闸管以避免触发脉冲中的任何延迟并且确保一旦正电压处于跨其阳极-阴极端子时晶闸管就变成导通。如果在正常操作期间略微在过零之后接通晶闸管，效率降低。另外，由于从功率源汲取的ac电流在该情况中将不是正弦的，总谐波失真（thd）和功率因数不能达到令人满意的水平。

在本发明的一些实施例中，可控开关被提供为除了转换器装置的组件之外的分离组件并且它可以定位在充电电流路径中的任何地方。它可以例如直接定位在转换器的输入处、整流器与转换器之间或甚至在输出级中。但是为了甚至更多地减少组件的数目，可控开关不仅用于输出电容器预充电的单个任务而且还用于至少一个附加任务。

如先前所提及的，晶闸管可以被视为受控二极管。因此有利的是使用晶闸管不仅用于启动期间的预充电而且还作为转换器的二极管。转换器级通常包括被连接到转换器装置的输入的整流器并且它还包括被连接到整流器的输出并且提供所述dc输出电压的dc到dc转换器。转换器级的输入可以不仅是直dc电压，而且还是脉冲dc或（如在我们的示例中）整流ac电压。在本发明的优选实施例中，整流器包括至少两个整流元件，其中整流元件中至少一个包括所述可控开关。特别地，在整流器的每个电流路径中的整流元件中的至少一个被可控开关取代。因此，可控开关另外执行整流任务。

整流器可以以许多不同的方式实现。时常，使用半桥整流器，其中输入信号的负半波正好被阻止。为了向由这样的转换器所馈电的设备提供更多功率，整流器通常实现为全桥二极管整流器，其中同样输入电压的负半周期被整流并且传递到转换器级。在本发明的优选实施例中，整流器因此包括以全桥配置所配置的四个整流元件，其中所述整流元件中的两个包括可控开关。

关于机动车辆的供应的本发明的解决方案由权利要求12的特征指定。诸如电驱动汽车等等之类的机动电动或混合电动车辆（ev/hev）是本发明的优选应用，因为用于驱动这样的车辆的电动机的电池通常以电力网公共网络来充电。根据本发明，这样的机动车辆包括用于驱动所述至少一个电动机的第一能量存储装置，以及如上所述的以用于从外部ac功率源接收ac功率并且用于为机动车辆的第一能量存储装置充电的车载充电器的形式的转换器装置。用于驱动电动机的能量存储装置优选为高压牵引电池。

在根据本发明的机动车辆的优选实施例中，其还包括第二能量存储装置，用于向除发动机之外的机动车辆子系统提供低压dc功率。这样的子系统可以例如是诸如照明、点火、显示、空气调节等等之类的车载系统。车载充电器包括第二能量存储装置所连接到的辅助功率输入以用于至少在车载充电器的启动期间向车载充电器的控制单元提供功率。

关于用于提供如上所述的转换器装置的方法的供应的本发明的解决方案由权利要求14的特征指定。

用于提供一种用于将ac输入电压转换成dc输出电压的转换器装置的方法包括以下步骤：

-提供以下各项的步骤：包括用于连接ac输入电压的两个输入端子的输入级、用于将所述ac输入电压转换成所述dc输出电压的转换器级和包括输出电容的输出级，

-将所述转换器级连接到所述输出级以用于跨输出电容而提供dc输出电压的步骤，

-将可控开关布置在从两个输入端子之一到另一个并且包括所述输出电容的电流路径中的步骤，以及

-提供控制单元的步骤，所述控制单元被适配成控制可控开关以用于在转换器装置的启动时为输出电容预充电。

根据本发明，所述方法还包括以下步骤

-将控制单元适配成在启动期间控制可控开关，以使得在输入电压的至少一半周期期间可控开关的占空比在0与1之间。

其它有利实施例以及特征的组合出自于以下详细描述和全体权利要求。

附图说明

用于解释实施例的附图示出：

图1是根据本发明的转换器装置的示意描绘；

图2是根据本发明的另一转换器装置的示意描绘；

图3是输入电压的一些半周期，其具有可控开关的相位角控制的示意；

图4是整流器级的示意描绘；

图5是根据本发明的并且包括辅助功率源的升压pfc转换器的示意描绘；

图6是根据本发明的倍压器pfc转换器的示意描绘；

图7是根据本发明的无桥h-pfc转换器的示意描绘；

图8是根据本发明的无桥图腾柱（totem-pole）pfc转换器的示意描绘；

图9是根据本发明的具有返回二极管的无桥pfc转换器的示意描绘；

图10是根据本发明的基础无桥pfc转换器的示意描绘以及

图11是包括可适配的整流器级的本发明另一实施例的示意描绘。

在图中，为相同组件给出相同参考符号。

具体实施方式

图1示出根据本发明的转换器装置1的示意描绘。转换器装置1包括用于连接ac输入电压的两个输入端子5.1、5.2、输入级2、转换器级3和包括输出电容器6的输出级4。跨输出电容器6而提供dc输出电压7。

转换器装置1还包括由控制单元9控制的可控开关8。通过在启动期间恰当控制可控开关8，即通过在每个半周期期间在某个时间量内接通它，流过输出电容器6的充电电流可以被控制为相当小，以使得涌入电流被限制到不损坏转换器装置1的水平。

图2示出本发明的另一实施例。转换器装置11包括被连接到输入端子5.1、5.2的全桥整流器12，其中电压源10向输入端子5.1、5.2提供ac输入电压。整流器12之后跟随有跨输出电容器6而提供输出电压的转换器级13。整流器12包括以全桥配置而连接的四个整流元件。整流器12的每个桥支路分别包括分别与二极管9.3或9.4串联的晶闸管9.1或9.2。图2例如描绘了升压pfc拓扑的一般情况。取决于特定应用，转换器级13包括某个数目的电感和功率开关以提供整流ac输入电压到dc输出电压7的转换。转换器级可以例如包括一些并联功率轨和/或一些功率晶体管。再次，恰当控制晶闸管9.1、9.2以使得限制充电电流的原理保持相同。

图3示出对输出电容器6预充电的转换器装置11的晶闸管9.1、9.2的相位角控制的示例性实现。图3示出输入电压20的五个半周期。输入电压20的第一i、第三iii和第五v半周期示出开关9.1的控制并且第二ii和第四iv半周期示出开关9.2的控制。

为了减少漏泄损耗，晶闸管在跨其阳极-阴极端子存在负电压时不应当接收任何触发脉冲。因此，晶闸管9.2在第一i、第三iii和第五v半周期（或一般地输入电压20的正半周期）中将不接收任何触发脉冲并且晶闸管9.1在第二ii和第四iv半周期（或一般地输入电压20的负半周期）中将不接收任何触发脉冲。

当在第一半周期i中开始预充电过程时，晶闸管触发的相位角仅少量地小于180°，即晶闸管触发必须在输入电压20的过零之前不久发起。在所示的示例中触发发生在180°－δα的角度处，其中δα是步长。在随后的半周期（ii）中，晶闸管触发比先前的半周期i中早步长δα的角度而发生，即在180°－2δα的角度处。因此触发相位角从一个半周期到下一个地按步长δα减小。在第三半周期iii中触发角为180°－3δα，在第四半周期iv中为180°－4δα并且在第五半周期v中为180°－5δα。

图3还示出结果得到的跨输出电容器6的电压uc。由于在输入端子5.1、5.2与空载的输出电容器6之间不存在显著电压降，所以电压uc从半周期到半周期地增加。在所示的示例中，将步长δα选取成大约18°以使得在第五半周期中的触发相位角恰好为90°。这意味着在第五半周期之后电压uc对应于输入电压20的幅度并且因此已经达到其最大值。

未示出与uc的每个电压阶跃一起发生的结果得到的ac电流峰值。它们可以通过触发角的每半周期的步长δα的量来得以限制和控制。在实践中将步长δα选取成明显小于该示例中所示出的。步长δα越小，在预充电期间结果得到的ac电流峰值就越小，但是预充电过程花费时间越长。通常将步长δα的值选取成在0.3°与3°之间的某处。大约0.8°的步长δα的值已经证明是良好的折衷。但是如已经在上文提及的，步长δα还可以在预充电过程期间动态变化，特别是通过在预充电过程期间增加它。

存在停止预充电过程或开始转换器装置11的规律操作的不同可能性。在第一示例中，触发角连续减小直到它达到0°。然后，预充电过程将停止并且发起正常操作。在该情况中，对于规律转换器操作的开始条件是触发角为0°。为了确定触发相位角，仅输入电压20的值必须对控制单元是已知的。

在第二示例中，对于规律转换器操作的开始条件是跨输出电容器的电压uc已经达到其最终水平，这意味着它已经达到作为输入电压20的幅度的值ûac。一旦满足该条件，触发角就将被设成0°。在该第二示例中，规律转换器操作将比第一示例中开始得快得多。为了确定触发相位角，输入电压20的值以及电压uc的值必须对控制单元是已知的。

然而，为了恰当控制转换器装置11，无论如何输入电压20以及电容器电压uc都是控制单元所需要的。

当具有其中以桥配置来布置四个二极管的全桥整流器时，如对于大多数常规pfc应用给出的那样，存在四个不同选项以通过晶闸管来取代二极管中的两个以使得能够实现上述预充电。第一可能性是图2中所示的那个，其中两个上二极管被晶闸管9.1、9.2取代。

另一可能性示出在图4中，其中左上和左下二极管被晶闸管19.1、19.3取代并且其中右上二极管19.2和右下二极管19.4保留。这是晶闸管的桥支路式布置。其它可能性是晶闸管仅取代左下二极管和右下二极管或者晶闸管仅取代右上二极管和右下二极管。

所提出的概念以相同的方式起作用，只要两个晶闸管成对放置在一起，即二者都在高侧处或者二者都在低侧处，或者二者都在左桥支路中，或者二者都在右桥支路中。只有对角线布置将不起作用。

清楚的是，晶闸管一般必须以与它们所取代的原始二极管相同的极性（阳极-阴极）来对准。考虑到这一点，预充电功能性对所有四个布置选项是等同的。

采用仅一个功率晶体管tb的升压pfc功率电路的最标准形式在图5中给出。它包括被连接到输入端子5.1、5.2的电压源10、如上所述的整流器22以及跨输出电容器6而提供输出电压7的转换器级23。转换器级23在该简单实现中仅包括被连接到整流器22的升压电感24，和被连接到升压电感24和输出电容器6的上端子的升压二极管25，以及从升压电感24和升压二极管25的公共端子连接到输出电容器6的下端子的功率晶体管tb。

控制单元29生成控制信号以用于整流器的晶闸管并且还可能用于功率晶体管tb。由于在预充电间隔开始时输出电压7为0v，输出电容器6不能用作用于控制单元29的功率源。为了能够正好在预充电间隔的开始时生成晶闸管触发脉冲，辅助dc功率供给26被布置成为控制单元29供给电能。由dc功率供给26所递送的电压应当或多或少是恒定的并且尤其不是从输出电压7得到的。在机动obc的应用示例中，这样的辅助dc功率供给将固有地存在，因为在大多数情况中存在通常具有12v的低压电池。

可选地，并且如图5中所示，除了dc功率供给26之外，控制单元还跨输出电容器6而连接，如常规布置中给出的那样。一旦预充电过程完成，输出电容器6然后就能够用作用于控制单元29的功率供给。控制单元因此能够从两个电压输入（其可以处于不同电压水平）进行操作并且还能够从一个切换到另一个。当遵循该途径时，从dc功率供给26取得的能量非常有限。这将允许例如将dc功率供给26实现为相对小容量的电池。

在下文中，参照对应附图来描述本发明的一些另外的实施例。关于用于为输出电容器预充电的晶闸管的控制原理对于所有实施例而言与上文所描述的保持相同并且因此不在此重复。同样向提供用于晶闸管的控制信号的控制单元提供能量的辅助dc功率供给的供应相等同并且未示出。

另外，这些示例的一般功能性在本领域中是非常众所周知的并且因此也将不进行描述。

图6示出本发明在倍压器pfc转换器中的应用。转换器包括被连接到输入端子5.1的升压电感34。升压电感24之后跟随有两个开关s1、s2的串联连接，其中升压电感24还连接到这些开关s1、s2的公共端子。跨两个开关s1、s2的串联连接，连接两个输出电容器6.1、6.2的串联连接，其中这两个输出电容器6.1、6.2的公共端子连接到输入端子5.2。

用于为输出电容器6.1、6.2预充电的晶闸管39.1、39.2连接在输入端子5.1与升压电感34之间。晶闸管39.1、39.2以反并联方式连接以使得每个晶闸管的阳极连接到另一晶闸管的阴极。

在图6中示出的实施例中，升压开关s1和s2可以以各种技术实现，这例如包括：si（硅）mosfet（具有si或sic反并联二极管）、siigbt（具有si或sic反并联二极管）、如sicmosfet（具有sic反并联二极管），或者如例如以与低压simosfet共发共基（cascode）配置的sicjfet。这还适用于包括这样的开关s1和s2的所有以下实施例。

图7示出本发明在无桥h-pfc转换器中的应用。升压电感44直接连接到输入端子5.1并且在另一侧上连接到两个串联连接的二极管49.1、49.3的公共端子。与串联连接的二极管49.1、49.3并联地，提供两个串联连接的晶闸管49.2、49.4，其中晶闸管49.2、49.4的公共端子连接到输入端子5.2。二极管49.1、49.3的公共端子和晶闸管49.2、49.4的公共端子经由两个开关s1、s2连接在一起。输出电容器6再次并联连接到两个晶闸管49.2、49.4。晶闸管49.2、49.4被控制用于为输出电容器6预充电。

图8示出根据本发明的无桥图腾柱pfc转换器。升压电感54直接连接到输入端子5.1并且在另一侧上连接到两个串联连接的开关s1、s2的公共端子。与串联连接的开关s1、s2并联地，提供两个串联连接的晶闸管59.1、59.2，其中晶闸管59.1、59.2的公共端子连接到输入端子5.2。输出电容器6并联连接到用于为输出电容器6预充电的两个晶闸管59.1、59.2。

图9示出根据本发明的具有返回二极管的无桥pfc转换器。将升压电感拆分成两个升压电感64.1、64.2，其中，它们中的每一个连接到输入端子5.1、5.2之一。每个升压电感64.1、64.2的另一端连接到二极管69.3、69.4的阳极，其中，这些二极管69.3、69.4的阴极一起连接到输出电容器6的上端子。这两个二极管69.3、69.4的阳极经由开关s1、s2连接到输出电容器6的下端子。输出电容器的下端子经由第一晶闸管69.1连接到输入端子5.2并且经由第二晶闸管69.2连接到输入端子5.1。

图10示出根据本发明的原始（或基础）无桥pfc转换器。再次，如所示的那样，将升压电感拆分成两个升压电感74.1、74.2，其中，它们中的每一个连接到输入端子5.1、5.2之一。然而，该拓扑可以在单个（即非拆分）升压电感的情况下实现。每个升压电感74.1、74.2的另一端连接到二极管79.3、79.4的阳极，其中，这些二极管69.3、69.4的阴极一起连接到输出电容器6的上端子。这两个二极管79.3、79.4的阳极经由开关s1、s2连接到输出电容器6的下端子。与图9中所示的示例相反，用于为输出电容器预充电的两个晶闸管79.1、79.2被提供在输入端子5.1与升压电感74.1之间。它们以反并联方式连接以使得每个晶闸管的阳极连接到另一晶闸管的阴极。

图11示出本发明的另一实施例。在该实施例中，两个转换器81.1、81.2并联连接在多相输入源与输出电容器6之间。多相输入源包括两个相线p1、p2和中性线n。转换器81.1连接到中性线n和相线p1并且转换器81.2连接到中性线n、相线p1和相线p2。

转换器81.1包括其后跟随有转换器级83的整流器级82.1并且转换器81.2包括其后跟随有转换器级83的整流器级82.2。转换器81.1的整流器级82.1是全桥整流器，其中左桥支路包括两个串联连接的晶闸管89.1、89.3并且其中右桥支路包括两个串联连接的二极管89.2、89.4。然而，晶闸管和二极管在该示例中还可以交换。晶闸管89.1、89.3用于为输出电容器6预充电。

转换器81.2的整流器级82.2是包括并联的三个桥支路的全桥整流器，其中左桥支路包括两个串联连接的晶闸管89.5、89.8，其中中桥支路包括两个串联连接的二极管89.6、89.9并且其中右桥支路包括两个串联连接的晶闸管89.7、89.10。

为了实现晶闸管89.5、89.8、89.7、89.10的第一功能，它们可以被控制成将转换器81.2或者连接在中性线n与相线p1之间（通过接通晶闸管89.5和89.8并且关断晶闸管89.7和89.10）或者将转换器81.2连接在中性线n与相线p2之间（通过关断晶闸管89.5和89.8并且接通晶闸管89.7和89.10）。

89.5、89.8、89.7、89.10的第二功能是如上文所描述的输出电容器6的预充电。如果转换器81.2连接在中性线n与相线p1之间，那么晶闸管89.5和89.8用于为输出电容器6预充电。然而如果转换器81.2连接在中性线n与相线p2之间，则晶闸管89.7和89.10用于为输出电容器6预充电。

因此，整流器81.2包括可适配的整流器级。转换器81.1的整流器级可以通过提供三个桥支路以相同方式实现。这将允许同样灵活地将转换器81.1连接在中性线n与相线p1或者相线p2之间。

总之，要注意，本发明使得能够以简单和高效的方式实现转换器装置的输出电容器的预充电，这通过降低对于附加组件的需要并且特别地通过消除对于通常庞大并且导致若干设计约束的预充电电阻器的需要。另外，本发明可以适用于多种多样的转换器，特别是其中输出电容器要在规律转换器操作之前被预充电的pfc转换器拓扑。