BUCK-BOOST变换器电路及其控制方法与流程

本发明属于dcdc变换器的技术领域，具体涉及一种buck-boost变换器电路及其控制方法。

背景技术：

buck-boost的结构图如图16所示，根据开关的控制方式可以将其分为单模控制、双模控制和三模控制。双模控制指一个周期内只有buck模式或boost模式工作，不存在q1与q2同时开关的情况。

欲使buck-boost的效率高，双模控制是提升效率的最佳方案，然而，双模控制buck与boost的切换比单模控制(单模控制不用切换)和三模控制更加复杂，如果采用传统的的输入电压与输出电压比较的方式，将无法完成切换。比如设计的输出电压需要大小输入电压，初始输出电压为0，通过输入与输出电压比较后起始工作于buck模式，由于buck模式输出电压始终小于输入电压，因而变换器将始终工作于buck模式，无法完成到boost模式的切换；同理，需要设计的输出电压小于输入电压，如果初始输出电压大于输入电压，那么通过输入电压与输出电压比较后变换器起始工作于boost模式，由于boost模式输出电压始终大于输入电压，因而变换器将始终工作于boost模式，无法完成到buck模式的切换。因此，双模控制的buck-boost如何设计模式切换是非常重要的，并且模式切换需要足够平滑，以防止输出大幅度振荡，减小纹波。

现有技术中有采用平均电流模控制buck-boost，并且欲通过调整锯齿波vsaw_boost的谷值与vsaw_buck的峰值精确相等来实现双模控制，但是此处理方式并不能很好地使buck模式与boost模式平滑切换，因为功率管开关需要一定的死区时间，因而buck与boost都需要设置最大与最小占空比，这会使得电路切换过程中始终都有buck与boost模式同时出现的情况。另外，还有的现有技术中的buck和boost分别工作了多个周期然后再切换，导致输出大幅度的脉动。

综上所述，现阶段应用于双模控制的模式切换还有许多问题。

为了解决这些问题，本发明提供了一种buck-boost变换器电路及其控制。

技术实现要素：

本发明的一个目的是解决至少上述问题和/或缺陷，并提供至少后面将说明的优点。

本发明还有一个目的是提供buck-boost变换器电路及其控制方法，其可以实现buck-boost双模控制的平滑切换，并且可以实现小的输出电压波纹。

为了实现根据本发明的这些目的和其它优点，本发明提供了buck-boost变换器电路，包括：

h桥开关电路，其两端与输入电压和输出电压连接；

模式选择电路，其与所述h桥开关电路连接，所述模式选择电路用于选择变换器工作于buck模式或者boost模式，来控制所述h桥开关电路的开关。

优选的是，还包括pwm比较电路、锯齿波及时钟产生电路、逻辑控制电路及驱动电路，所述pwm比较电路的输入端与所述锯齿波及时钟产生电路的输出端、所述输出电压连接，所述pwm比较电路的输出端分别和所述模式选择电路的输入端、所述逻辑控制电路的输入端连接，所述锯齿波及时钟产生电路的输出端与所述模式选择电路的输入端连接，所述模式选择电路的输出端与所述逻辑控制电路的输入端连接，所述逻辑控制电路的输出端与所述驱动电路的输入端连接，所述驱动电路的输出端与所述h桥开关电路连接；

其中，所述锯齿波及时钟产生电路用于输出锯齿波信号和时钟信号，所述pwm比较电路用于将输出电压和所述锯齿波信号进行比较后，输出pwm信号，所述逻辑控制电路和所述驱动电路用于控制所述h桥开关电路的开关。

优选的是，所述模式选择电路包括占空比切换电路和电压比较切换电路，所述占空比切换电路的输入端与所述pwm比较电路的输出端、所述锯齿波及时钟产生电路的输出端、所述逻辑控制电路连接，所述电压比较切换电路的输入端连接输入电压和输出电压，所述电压比较切换电路的输出端与所述占空比切换电路的输出端连接后，与所述逻辑控制电路连接。

优选的是，所述电压比较切换电路包括第一比较器、第二比较器及或非门，所述第一比较器和所述第二比较的输入端分别连接输入电压和输出电压，所述第一比较器的输出端与所述第二比较器的输出端的一路与所述或非门的输入端连接，所述第一比较器的输出端与所述第二比较器的输出端与所述逻辑控制电路连接；

其中，所述电压比较切换电路用于对输入电压和输出电压比较，选择buck模式，或者boost模式，或者进入所述占空比切换电路。

优选的是，所述占空比切换电路包括第一锁存器、第二锁存器、第三锁存器、第一采样电路、第二采样电路及触发器，所述第一锁存器和所述第二锁存器的输入端分别与所述pwm比较电路输出端、所述逻辑控制电路的输入端、所述锯齿波及时钟产生电路的输出端连接，所述第一锁存器的输出端与所述第一采样电路的输入端连接，所述第二锁存器的输出端与所述第二采样电路的输入端连接，所述第一采样电路的输出端和所述第二采样电路的输出端分别与所述第三锁存器的输入端连接，所述第三锁存器的输出端与所述触发器的输入端连接，所述触发器的输出端与所述电压比较切换电路的输出端连接；

其中，所述占空比切换电路用于对pwm信号的脉冲和时钟信号的脉冲进行比较，选择buck模式，或者boost模式。

优选的是，所述h桥开关电路包括第一功率管、第二功率管、第三功率管及第四功率管，所述第一功率管的漏极与所述输出电压连接，所述第一功率管的源级分别与所述第二功率管的漏极、所述第三功率管的漏极及所述第四功率管的漏极连接，所述第四功率管的源级与输出电压连接，所述第二功率管的源级和所述第三功率管的源级均与地连接；

其中，所述第一功率管的栅极、所述第二功率管的栅极、所述第三功率管的栅极及所述第四功率管的栅极均与所述驱动电路的输出端连接。

一种用于buck-boost变换器电路的控制方法，包括h桥开关电路和模式选择电路，所述h桥开关电路的两端与输入电压和输出电压连接，所述模式选择电路与所述h桥开关电路连接，该电路的控制方法包括：

所述模式选择电路对输入电压和输出电压进行比较，选择buck模式或者boost模式，来控制所述h桥开关电路的开关。

优选的是，所述模式选择电路包括电压比较切换电路和占空比切换电路，所述模式选择电路对输入电压和输出电压进行比较，选择buck模式或者boost模式，具体包括：

所述电压比较切换电路对输入电压和输出电压比较，选择buck模式，或者boost模式，或者进入所述占空比切换电路；

所述占空比切换电路对输入的pwm信号的脉冲和时钟信号的脉冲进行比较，选择buck模式，或者boost模式。

优选的是，所述电压比较切换电路对输入电压和输出电压比较，选择buck模式，或者boost模式，或者进入所述占空比切换电路，包括：

当输入电压大于上限阈值，所述电压比较切换电路选择buck模式；

当输入电压小于下限阈值，所述电压比较切换电路选择boost模式；

当输入电压位于下限阈值和上限阈值之间，所述电压比较切换电路选择进入所述占空比切换电路；

其中，所述上限阈值为1.25*输出电压，所述下限阈值为0.8*输出电压。

优选的是，所述占空比切换电路对输入的pwm信号的脉冲和时钟信号的脉冲进行比较，选择buck模式，或者boost模式，包括：

在buck模式下，若pwm信号的脉冲大于第一高电平时间的脉冲，则从buck模式切换到boost模式，反之，不切换；

在boost模式下，若pwm信号的脉冲小于第二高电平时间的脉冲，则从boost模式切换到buck模式，反之，不切换；

其中，所述时钟信号包括第一高电平时间和第二高电平时间，所述第一高电平时间为buck模式时最大占空比时间，所述第二高电平时间为boost模式时最小占空比时间。

本发明至少包括以下有益效果：

1、本发明提供的buck-boost变换器电路，其可以实现buck-boost双模控制的平滑切换。

2、本发明提供的buck-boost变换器电路，其可以实现宽输入输出电压范围内小波纹输出电压。

3、本发明提供的buck-boost变换器电路，在电路结构简单，易于实现。

4、本发明提供的buck-boost变换器电路的控制方法，其可以实现buck-boost全电压范围内的双模控制，使buck-boost的效率提高。

附图说明

图1是本发明所述的buck-boost变换器电路的电路原理图；

图2是本发明所述的控制方法的一个实施例的流程图；

图3是本发明所述的模式选择电路的原理图；

图4是本发明所述的h桥开关电路的原理图；

图5是本发明所述的pwm比较电路的原理图；

图6是本发明所述的锯齿波及时间产生电路的原理图；

图7是本发明所述的逻辑控制电路的原理图；

图8是本发明所述的驱动电路的原理图；

图9本发明的电压比较切换电路的切换下buck模式的波形图；

图10本发明的电压比较切换电路的切换下boost模式的波形图；

图11本发明的占空比较切换电路的切换下buck模式的波形图；

图12本发明的占空比较切换电路的切换下boost模式的波形图；

图13本发明通过占空比切换电路由buck模式向boost模式切换的波形图；

图14本发明通过占空比切换电路由boost模式向buck模式切换的波形图；

图15本发明的模式切换下buck模式与boost模式交替切换的波形图；

图16为现有技术中的buck-boost的电路结构图；

其中，vin：输入电压，vo：输出电压，cin：输入电容，l：电感，tg1：第一功率管，bg1：第二功率管，bg2：第三功率管，tg2：第四功率管，lx1：第二功率管漏极，lx2：第三功率管漏极，co：输出电容，ro：负载电阻，ea：误差放大器，vref：基准电压，vea：误差放大器的输出信号，cmp1：第一比较器，cmp2：第二比较器，cmp3：第三比较器，cmp4：第四比较器，cmp5：第五比较器，cmp6：第六比较器，cmp7：第七比较器，r：锯齿波信号，vsaw_boost：boost的锯齿波，vsaw_buck：buck的锯齿波，pwm_boost：boost占空比控制信号，pwm_buck：buck占空比控制信号，sr1：第一锁存器，sr2：第二锁存器，sr3：第三锁存器，spedg1：第一采样电路，spedg2：第二采样电路，dff：触发器，or：或门。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的详细说明，以令本领域技术人员参照说明书文字能够据以实施。

在本说明书中，当一个元件被提及为“连接至或耦接至”另一个元件或“设置在另一个元件中”时，其可以“直接”连接至或耦接至另一元件或“直接”设置在另一元件中。或以其他元件介于其间的方式连接至或耦接至另一元件或设置在另一元件中，除非其被体积为“直接耦接至或连接至”另一元件或“直接设置”在另一元件中。此外，应理解，当一个元件被提及为“在另一元件上”、“在另一元件上方”、“在另一元件下”或“在另一元件下方”时，其可与另一元件“直接”接触或以其间介入有其他元件的方式与另一元件接触，除非其被提及为与另一元件直接接触。

本发明提供了一种用于buck-boost变换器电路的控制方法，包括h桥开关电路和模式选择电路，所述h桥开关电路的两端与输入电压和输出电压连接，所述模式选择电路与所述h桥开关电路连接，所述模式选择电路包括电压比较切换电路和占空比切换电路，该变换器电路的控制方法包括：

所述电压比较切换电路对输入电压和输出电压比较，选择buck模式(buck模式工作波形如图9所示)，或者boost模式(波形图如图10所示)，或者进入所述占空比切换电路；

所述占空比切换电路对输入的pwm信号的脉冲和时钟信号的脉冲进行比较，选择buck模式(如图11所示)，或者boost模式(如图12所示)。

模式选择电路的两种切换方式，电压比较切换电路确定一个大的buck与boost工作范围(即输入输出电压相差比较大的情况)，占空比切换电路进一步确定一个小的buck与boost工作范围(即输入与输出相差不大的情况)，这样搭配可以使输入输出相近时纹波最小化，也是平滑切换的基础。

在上述情况的基础上，具体的，用于buck-boost变换器电路的控制方法包括：

当输入电压大于1.25*输出电压，所述电压比较切换电路选择buck模式；

当输入电压小于0.8*输出电压，所述电压比较切换电路选择boost模式；

当输入电压位于下限阈值和上限阈值之间，所述电压比较切换电路选择进入所述占空比切换电路：

如果在buck模式下，若pwm信号的脉冲大于第一高电平时间的脉冲，则从buck模式切换到boost模式，如图13所示，反之，不切换；

如果在boost模式下，若pwm信号的脉冲小于第二高电平时间的脉冲，则从boost模式切换到buck模式，如图14所示，反之，不切换；

其中，所述时钟信号包括第一高电平时间和第二高电平时间，所述第一高电平时间为buck模式时最大占空比时间，所述第二高电平时间为boost模式时最小占空比时间。

其中，pwm信号的脉冲和时钟信号的脉冲由pwm比较电路和锯齿波及时间产生电路来生成，具体的电路图如5和图6所示，具体描述见下述对其电路结构的描述。

其中，所述电压比较切换电路和所述占空比切换电路，具体的电路图如2所示，具体的电路原理见buck-boost变换器电路中对电压比较切换电路和占空比切换电路的描述。

其中，本发明提供的控制方法的流程如图2所示，电路先进行输入输出电压比较，如果vin>1.25*vo，则直接将en_buck置为1，如果vin<0.8*vo，则直接将en_boost置为1，如果两者都不是，即0.8<vin<1.25vo，则电路进入占空比切换区域。如果此时初始周期en_buck＝1，则将pwm_buck与ton(max)的高时钟信号进行比较，如果pwm_buck的脉冲大于ton(max)的脉冲，则切换到en_boost＝1，即进入boost模式，反之，则保持buck模式不变；如果初始周期en_boost＝1，则将pwm_boost与ton(min)的高电平进行比较，如果pwm_boost的脉冲时间小于ton(min)，则切换到en_buck＝1，即进入buck模式，反之，则保持boost模式不变。其中ton(max)指buck模式时最大占空比时间，ton(min)指boost模式时最小占空比时间。

具体的，当vin>1.25*vo时，由电压比较切换部分可得v_buck＝1，v_boost＝0，v_buckboost＝0，因而得到en_buck＝1，en_boost＝0，电路工作于buck模式，占空比切换部分不起作用，且电路稳定时buck的占空比dbuck<0.8；当vin<0.8*vo时，由电压比较切换部分可得v_buck＝0，v_boost＝1，v_buckboost＝0，因而电路工作于boost模式，占空比切换部分同样不起作用，且电路稳定时boost的占空比dboost>0.2；当0.8*vo<vin<1.25*vo时，由电压比较切换部分可得v_buck＝0，v_boost＝0，v_buckboost＝1，电路进入到占空比切换部分有效区域段，在此区域内，输出稳定后buck模式的占空比满足dbuck≥0.8，boost模式的占空比满足dboost≤0.2。

图3中clk_max1高时钟信号决定了图2中的ton(max)，即buck的最大占空比时间，clk_max2低时钟信号决定了图2中的ton(min)，即boost的最小占空比时间。假定初始时的状态为buck，即en_buck＝1，en_boost＝0，先看boost切换部分，时钟开始时clk_max2为1，b点为0，经过一段时间后clk_max2变为0，由于en_boost＝0，因而经过锁存器sr2之后输出保持不变，因而b点还是为0，所以整个周期经过上升沿采样电路spedg2之后d点的电压为0。再来分析buck切换部分，时钟到来时clk_max1为1，经过sr1锁存器之后a点被强制置为0，经过ton(max)时间之后，clk_max1跳变为0，sr1锁存器放开，此时若pwm_buck为0，则sr1保持输出不变，即a点仍然为0，整个周期经过上升沿采样电路spedg1之后的c点电压为0，所以sr3锁存器保持输出不变，因而d_buck仍为1，en_buck也仍为1；若clk_max1跳变为0时，pwm_buck为1，则sr1输出将发生改变，a点电压跳变为1，经过spedg1之后c点电压有一个高脉冲出现，因而e点电压跳变为0，下个时钟到来时clk采样得到d_buck＝0，d_boost＝1，因而最终en_buck＝0，en_boost＝1，电路由buck向boost切换。同理，当电路初始工作于boost时，即en_boost＝1时，分析buck切换部分，可以得到c点电压在整个周期内为0。分析boost切换部分，初始时clk_max2为高，会将d点强制置为0，当clk_max2翻转为0时，sr2锁存器放开，若此时pwm_boost＝1，则sr2锁存器输出保持不变，d点电压仍为0，因而e点电压保持为0，经过clk采样后en_boost仍为1，即保持boost的状态不改变；若此时pwm_boost＝0时，则sr2锁存器输出改变，d点有高脉冲出现，e点电压跳变为1，经过下个时钟clk采样后得到d_buck＝1，d_boost＝0，最终en_buck＝1，en_boost＝0，电压由boost切换到buck。

所述用于buck-boost变换器电路的控制方法中的变换器电路的具体结构及原理如下面的的变换器电路的全部描述。

如图9所示为本发明通过所述的电压比较切换确定的buck模式工作波形，图中d_boost＝0.2代表boost模式时0.8*vo＝vin稳定后vea的理想值，d_buck＝0.8代表buck模式时vin＝1.25*vo稳定后vea的理想值，这两个值构成了电压比较切换与占空比切换的边界。图中实际vea处于d_buck＝0.8以下，因而由电压比较切换可以确定其工作于buck模式。此模式下tg2常开，bg2常关，tg1与bg1的开通与关断由pwm_buck决定。

如10为本发明通过电压比较切换确定的boost模式工作波形。图中实际vea处于d_boost＝0.2以上，因而由电压比较切换可以确定其工作于boost模式，此模式下tg1常开，bg1常关，tg2与bg2的开通与关断由pwm_boost决定。

如图11所示为本发明通过占空比切换确定的buck模式的工作波形。图中dmax_buck指ton(max)决定的buck模式最大占空比，dmin_boost指ton(min)决定的boost模式最小占空比。图中vea处于d_boost＝0.2以下，d_buck＝0.8之上，因而模式切换由占空比切换判定，又vea处于dmax_buck之下，即pwm_buck的高电平时间小于ton(max)高电平时间，因而电路不发生切换，一直工作于buck模式。

如图12所示为本发明通过占空比切换确定的boost模式工作波形。图中vea处于d_boost＝0.2以下，d_buck＝0.8之上，因而模式切换由占空比切换判定，又vea处于dmin_boost之上，即pwm_boost的高电平时间大于ton(min)高电平时间，因而电路不发生切换，一直工作于boost模式。

如图13所示的为本发明通过占空比切换下buck模式向boost模式切换的波形图。图中初始时电路工作于buck模式，下个时钟之后vea上升到dmax_buck与dmin_boost的区域内，即pwm_buck的高电平时间大于ton(max)高电平时间，因而电路由buck切换到boost。再下个周期后，vea继续上升到dmin_boost之上，因而电路保持在boost模式下。注意切换过程中出现了pwm_buck确定的tg1开通时间与bg1关断时间大于buck最大占空比的情况，此时tg1与bg1的开关由最大占空比确定。

如图14所示，为本发明通过占空比切换boost模式向buck模式切换的波形图，图中初始时电路工作于boost模式，下个时钟之后vea下降到dmax_buck与dmin_boost的区域内，即pwm_boost的高电平时间小于ton(min)，因而电路由boost切换到buck。再下个周期后vea继续下降到dmax_buck之下，因而电路保持在buck模式下。注意切换过程中出现了pwm_boost确定的bg2开通时间与tg2关断时间小于boost最小占空比的情况，此时tg2与bg2的开关由最小占空比确定。

如图15所示，模式切换下buck与boost交替切换的波形。当输入电压与输出电压很接近时，电路不可能再单一的长时间工作于纯buck或纯boost模式，而是需要两种模式交替切换，以维持输出电压在设定值。图3-10示意了vin接近于vo时输出电压的稳定过程，初始时假定输出电压偏高，电路工作于boost模式，第一个时钟周期时vea位于d_boost＝0.2以上，因而是由电压比较切换确定工作于boost模式；第二个周期时由于仍工作于boost模式，因而vea继续下降到dmin_boost与dmax_buck之间，因而电路由占空比切换确定电路由boost切换到buck；第三个周期时输出电压略低于设定值，因而vea缓慢上升，但是仍然在dmin_boost与dmax_buck之间，因而电路会在下一个周期时由buck切向boost；第四个周期输出电压又略高于设定值，vea再次缓慢下降，并且仍然在dmin_boost与dmax_buck之间，因而下个周期会电路会由boost再切向于buck。后面的周期重复这个过程，最终达到输出电压稳定的目的。

通过切换过程我们可以看出，每个周期内电路均只能工作于buck或boost模式之一，结合前面其它的情况可以得出电路一直都是工作于双模控制的；并且buck与boost的切换只发生于vea处于dmin_boost与dmax_buck之间，这个区域外的情况电路均工作于纯buck或纯boost模式，这可将切换区域压缩到一个很小的范围；在切换的区域内，buck与boost来回切换工作，切换的周期基本间隔一个即可满足，因而输出电压的纹波仍然比较小；整个切换过程没有出现一个周期内四管均有开关的动作，也没有出现多个buck或多个boost周期来回切换，因而切换过程是平滑的。

本专利发明了一buck-boost变换器的模式切换方法，可以实现buck-boost双模控制的平滑切换，并且可以实现小的输出电压纹波，电路结构简单，易于实现。

为了更好地说明上述控制方法，本发明还提供了buck-boost变换器电路，如图1所示，包括：

h桥开关电路，其两端与输入电压和输出电压连接；

模式选择电路，其与所述h桥开关电路连接，所述模式选择电路用于选择变换器工作于buck模式或者boost模式，来控制所述h桥开关电路的开关。

在上述情况的基础上，具体的如图1所示，还包括pwm比较电路、锯齿波及时钟产生电路、逻辑控制电路及驱动电路，所述pwm比较电路的输入端与所述锯齿波及时钟产生电路的输出端、所述输出电压连接，所述pwm比较电路的输出端分别和所述模式选择电路的输入端、所述逻辑控制电路的输入端连接，所述锯齿波及时钟产生电路的输出端与所述模式选择电路的输入端连接，所述模式选择电路的输出端与所述逻辑控制电路的输入端连接，所述逻辑控制电路的输出端与所述驱动电路的输入端连接，所述驱动电路的输出端与所述h桥开关电路连接；

其中，所述锯齿波及时钟产生电路用于输出锯齿波信号和时钟信号，所述pwm比较电路用于将误差放大器的输出信号和所述锯齿波信号进行比较后，输出pwm信号，所述逻辑控制电路和所述驱动电路用于控制所述h桥开关电路的开关。

如图5所示，所述pwm比较电路包括：分压电阻r1与r2、误差放大器、补充电路和第三比较器cmp3和第四比较器cmp4，所述电阻r1与r2均连接与输出电压vo的两端，所述输出分压的两端还连接输出电容co和负载电阻ro，为负载电阻，所述分压电阻串r1和r2，所述误差放大器的输入负端与所述输出电压的分压(电阻r1、r2形成的分压值)连接，所述误差放大器的输入正端为基准电压vref，所述误差放大器的输出端与所述比较器的输入正端分别于所述第三比较器和所述第四比较器的输入正端连接，其中，电容c0、电容c1及电阻rcl构成补偿电路，所述补偿电路连接在所述误差放大器的输出端与所述两个比较器输入正端连接的电路上，所述补偿电路与所述比较器的输入正端连接，所述电容c0和电容c1并联后的一端与地连接，所述电容c1并联的一路串联所述电阻rcl后与所述误差比较器的输出端连接，所述补偿电路是为了保证dcdc环路的稳定性。其中，所述误差放大器的输出端输出vea信号，cmp3与cmp4的正端均连接于误差放大器的输出vea，负端分别与锯齿波及时间产生电路连接，用于输入锯齿波vsaw_boost、vsaw_buck，第三比较器和第四比较器将输出电压vea和锯齿波vsaw_boost和vsaw_buck进行比较，生成占空比控制信号pwm_boost和pwm_buck，其通过cmp3与cmp4的输出端分别连接于逻辑控制电路与模式选择电路，模式选择电路的输入由锯齿波及时钟产生器生成，输出使能信号en_buck与en_boost进入逻辑控制电路，逻辑控制电路生成前驱控制信号tg1_on、tg2_on、bg1_on、bg2_on进入到驱动电路，增加驱动能力后输出功率管的驱动信号tg1_drv、tg2_drv、bg1_drv、bg2_drv。

具体的，如图6所示，所述锯齿波及时间产生电路包括：mn1和mp5mos功率管，第五比较器、第六比较器和第七比较器，反相器，两个电容c，第一电容c的两端与mn1的漏极和源极连接，mn1的漏极与电流源连接后，输出锯齿波电压信号vsaw_buck，将vsaw_buck输入三个比较器的输入负端连接，所述mn1的栅极与所述第七比较器的输出端连接，所述第五比较器、第六比较器和第七比较器的输入正端分别输入三个基准电压vsaw1、vsaw2、vsaw，且满足max(vsaw1，vsaw2)<vsaw，所述第五比较器将vsaw1和vsaw_buck比较后，生成clk_max1信号，clk_max1为高电平时间，表示为图2中的ton(max)，即buck的最大占空比时间，所述第六比较器将vsaw2和vsaw_buck比较后，生成clk_max2信号，clk_max2低电平时间，表示为图2中的ton(min)，即boost的最小占空比时间，所述第七比较器将vsaw和vsaw_buck比较后，生成clk信号，其中，所述第七比较器的输出端将clk信号通过反相器后，生成clka信号，反相器的输出端与mp5的栅极连接，mp5的源极连接2倍的vsaw，mp5的漏极连接电源流和第二电容的一端连接，第二电容的另一端与地连接，mp5的的漏极输出锯齿波电压信号vsaw_boost。

如图6所示，所述锯齿波及时间产生电路的工作原理如下：初始时，clk为低，i0为c充电，vsaw_buck电压上升，clka为高，mp5关断，vsaw_boost电压下降(下降的初始值为2vsaw；当vsaw_buck上升到vsaw1时，clk_max1由高变低，当vsaw_buck上升到vsaw2时，clk_max2由高变低，当vsaw_buck上升到vsaw时，clk由低变高。clk变高后mn1会打开，迅速将vsaw_buck拉到地电位，clka为低，mp5打开，迅速将vsaw_boost拉高到2vsaw电压。vsaw_buck变低后，会使得clk重新为低，clk_max1与clk_max2重新为高，mn1与mp5均关断，进入下一个循环周期。可以看出此过程中vsaw_buck是一个锯齿波，峰值为vsaw，谷值为地电位，vsaw_boost也是一个锯齿波，峰值为2vsaw，谷值为vsaw。

具体的，如图7所示，所述逻辑控制电路包括一个与门、与非门、三个反相器，所述与门的两个输入端分别于所述模式选择电路、pwm比较电路中第三比较器的输出端连接，所述与门的输出端的一路与一个反相器的输入端连接，一个反相器的输出端输出前驱控制信号tg2_on，所述与门的输出端的另一路输出前驱控制信号bg2_on，所述与非门的一个输入端与所述模式选择电路连接，所述与非门的另一个输入端通过第二个反相器与pwm比较电路中的第四比较器的输出端连接，所述与非门的输出端的一路输出前驱控制信号tg1_on，另一路通过第三个反相器输出前驱控制信号bg1_on，其原理为：当en_buck＝1，en_boost＝0时，tg2_on常开，bg2_on常关，tg1_on与bg1_on由pwm_buck来决定；当en_buck＝0，en_boost＝1时，tg1_on常开，bg1_on常关，tg2_on与bg2_on由pwm_boost来决定。

如图8所示，具体的，所述驱动电路包括四个与非门nd，分别表示为nd1、nd2、nd3、nd4，四个驱动能力较强的反相invh，分别表示为器invh1、invh2、invh3、invh4，四个反相器inv，分别表示为inv1、inv2、inv3、inv4，逻辑控制电路输出的tg1_on信号连接于nd1的一个输入端，inv2的连接nd1的另一个输入端，nd1的输出连接invh1的输入，invh1输出tg1的驱动信号tg1_drv，tg1_drv连接于inv1的输入，inv1的输出连接于nd2的输入端，逻辑控制电路输出的bg1_on连接于nd2的另一输入端，nd2的输出连接于invh2的输入端，invh2输出bg1的驱动信号bg1_drv，bg1_drv连接于inv2的输入端。同理，逻辑控制电路输出的tg2_on信号连接与nd3的一个输入端，inv3连接nd3的另一个输入端，nd3的输出连接invh3的输入，invh3输出tg2的驱动信号tg2_drv，tg2_drv连接于inv3的输入，inv3的输出连接与nd4的输入端，逻辑控制电路输出的bg2_on连接于nd4的另一输入端，nd4的输出连接于invh4的输入端，invh4输出bg2的驱动信号bg2_drv，bg2_drv连接于inv4的输入端。

具体的，如图3所示，所述模式选择电路包括占空比切换电路和电压比较切换电路，所述占空比切换电路的输入端与所述pwm比较电路中的所述第三比较器的输出端和所述第四比较器的输出端、所述锯齿波及时钟产生电路中的第五比较器的输出端、第六比较器的输出端、第七比较器的输出端连接，所述占空比切换电路的输出端与输出使能信号en_buck与en_boost，并将使能信号en_buck与en_boost输入所述逻辑控制电路，所述逻辑控制电路生成前驱控制信号tg1_on、tg2_on、bg1_on、bg2_on进入到驱动模块，增加驱动能力后输出功率管的驱动信号tg1_drv、tg2_drv、bg1_drv、bg2_drv。

在上述情况的基础上，如图3所示，具体的，所述电压比较切换电路包括第一比较器cmp1、第二比较器cmp1及一个或非门nr1，所述第一比较器和所述第二比较的输入端分别连接输入电压和输出电压，所述第一比较器的输出端与所述第二比较器的输出端的一路与所述或非门的输入端连接，所述第一比较器的输出端与所述第二比较器的输出端与所述逻辑控制电路连接。所述电压比较切换电路的输入端连接输入电压和输出电压，所述电压比较切换电路的输出端与所述占空比切换电路的输出端连接后，与所述逻辑控制电路连接。

其中，所述电压比较切换电路用于对输入电压和输出电压比较，选择buck模式(buck模式工作波形如图9所示)，或者boost模式(波形图如图10所示)，或者进入所述占空比切换电路。

cmp1的正端接输入电压vin，负端接电压1.25*vo，cmp2的正端接输入电压0.8*vo，负端接电压vin，cmp1的输出v_buck信号的一路与or1的输入连接，cmp1输出v_buckboost信号一端与nr1的输入相连，cmp2的输出v_boost信号的一端与or2的输入连接，cmp2输出v_buckboost信号一端与nr1的输入相连，nr1的输出与an5、an6的输入相连，an5的输出连接于or1，an6的输出连接于or2，or1输出信号en_buck，or2输出信号en_boost。

下面我们具体分析其原理：当vin>1.25*vo时，由电压比较切换部分可得v_buck＝1，v_boost＝0，v_buckboost＝0，因而得到en_buck＝1，en_boost＝0，电路工作于buck模式，占空比切换部分不起作用，且电路稳定时buck的占空比dbuck<0.8；当vin<0.8*vo时，由电压比较切换部分可得v_buck＝0，v_boost＝1，v_buckboost＝0，因而电路工作于boost模式，占空比切换部分同样不起作用，且电路稳定时boost的占空比dboost>0.2；当0.8*vo<vin<1.25*vo时，由电压比较切换部分可得v_buck＝0，v_boost＝0，v_buckboost＝1，电路进入到占空比切换部分有效区域段，在此区域内，输出稳定后buck模式的占空比满足dbuck≥0.8，boost模式的占空比满足dboost≤0.2。

其中，电压比较切换电路比占空比切换电路的优先级更高，电压比较切换主要通过输出电压进行比例比较，决定工作于buck、boost或是进入到占空比切换电路，由其判断的buck与boost模式不会出现模式交替工作的情况，属于大范围判定；当电压比较切换判断进入到占空比切换部分后，会根据buck与boost模式占空比的特性，判断电路应该工作于buck还是boost模式，属于小范围判断，此区域内当vin与vo很接近时会出现buck与boost模式交替运行的状态。

具体的，如图3所示，所述占空比切换电路包括第一锁存器sr1、第二锁存器sr1、第三锁存器sr1、第一采样电路spedg1、第二采样电路spedg2及触发器dff，所述第一锁存器和所述第二锁存器的输入端分别与所述pwm比较电路输出端、所述逻辑控制电路的输入端、所述锯齿波及时钟产生电路的输出端连接，所述第一锁存器的输出端与所述第一采样电路的输入端连接，所述第二锁存器的输出端与所述第二采样电路的输入端连接，所述第一采样电路的输出端和所述第二采样电路的输出端分别与所述第三锁存器的输入端连接，所述第三锁存器的输出端与所述触发器的输入端连接，所述触发器的输出端与所述电压比较切换电路的输出端连接；

其中，所述占空比切换电路用于对pwm信号的脉冲和时钟信号的脉冲进行比较，选择buck模式(如图11所示)，或者boost模式(如图12所示)。

具体的，如果在buck模式下，若pwm信号的脉冲大于第一高电平时间的脉冲，则从buck模式切换到boost模式，如图13所示，反之，不切换；如果在boost模式下，若pwm信号的脉冲小于第二高电平时间的脉冲，则从boost模式切换到buck模式，如图14所示，反之，不切换；

具体的，在所述占空比切换电路中，多个与门an，分别表示为an1～an6，多个与非门nd，分别表示为nd1～nd8，多个反相器inv，分别表示为inv1～inv7，两个延时器del1和del2，一个或非门nr1，所述第一锁存器包括nd2和nd3，所述第二锁存器包括nd5和nd6，所述第三锁存器包括nd7和nd8，所述第一采样电路包括del、an3和inv6，所述第二采样电路包括del2、inv7和an4；

an1的输入端输入pwm_buck(pwm比较电路输出)与en_buck，输出端接入nd1一端，锯齿波及时间产生电路输出的clk_max1接入到inv2，inv2的输出接到nd1的另一输入端与nd3(第一锁存器)的输入端，nd1的输出接入到nd2(第一锁存器)的输入端，nd2的输出端接到nd3的输入端，nd3的输入端接入到nd2的输入端及inv4的输入端，inv4的输出端到del1及an3的输入端(第一采样电路)，del1的输出经inv6后接入到an3的输入，an3的输出接入到nd7的输入端(第三锁存器)；pwm_boost接入到inv1的输入，inv1的输出与an2的输入相连，an2的另一输入连接en_boost，an2的输出连接到nd4，clk_max2通过inv3后接入到nd4的输入，nd4的输出与nd5输入(第二锁存器)相连，nd5的输出连接到nd6，nd6的输出分别与nd5、inv5的输入相连，inv5的输出连接到del2与an4的输入端(第二采样电路)，del2通过inv7后接入到an4的输入，an4的输出连接到nd8，nd8的输出连接到nd7(第三锁存器)，nd7的输出与dff(触发器)输入相连，dff的输出d_buck、d_boost分别与an5、an6的输入相连。

在所述占空比切换电路部分，clk_max1高电平时间决定了图2中的ton(max)，即buck的最大占空比时间，clk_max2低电平时间决定了图2中的ton(min)，即boost的最小占空比时间。假定初始时的状态为buck，即en_buck＝1，en_boost＝0，先看boost切换部分，时钟开始时clk_max2为1，b点为0，经过一段时间后clk_max2变为0，由于en_boost＝0，因而经过锁存器sr2之后输出保持不变，因而b点还是为0，所以整个周期经过上升沿采样电路spedg2之后d点的电压为0。再来分析buck切换部分，时钟到来时clk_max1为1，经过sr1锁存器之后a点被强制置为0，经过ton(max)时间之后，clk_max1跳变为0，sr1锁存器放开，此时若pwm_buck为0，则sr1保持输出不变，即a点仍然为0，整个周期经过上升沿采样电路spedg1之后的c点电压为0，所以sr3锁存器保持输出不变，因而d_buck仍为1，en_buck也仍为1；若clk_max1跳变为0时，pwm_buck为1，则sr1输出将发生改变，a点电压跳变为1，经过spedg1之后c点电压有一个高脉冲出现，因而e点电压跳变为0，下个时钟到来时clk采样得到d_buck＝0，d_boost＝1，因而最终en_buck＝0，en_boost＝1，电路由buck向boost切换。同理，当电路初始工作于boost时，即en_boost＝1时，分析buck切换部分，可以得到c点电压在整个周期内为0。分析boost切换部分，初始时clk_max2为高，会将d点强制置为0，当clk_max2翻转为0时，sr2锁存器放开，若此时pwm_boost＝1，则sr2锁存器输出保持不变，d点电压仍为0，因而e点电压保持为0，经过clk采样后en_boost仍为1，即保持boost的状态不改变；若此时pwm_boost＝0时，则sr2锁存器输出改变，d点有高脉冲出现，e点电压跳变为1，经过下个时钟clk采样后得到d_buck＝1，d_boost＝0，最终en_buck＝1，en_boost＝0，电压由boost切换到buck。

在上述情况的基础上，如图4所示，所述h桥开关电路包括第一功率管tg1、第二功率管bg1、第三功率管bg2及第四功率管tg2，所述第一功率管的漏极lx1与所述输出电压连接，所述第一功率管的源级分别与所述第二功率管的漏极、所述第三功率管的漏极lx2及所述第四功率管的漏极连接，所述第四功率管的源级与输出电压连接，所述第二功率管的源级和所述第三功率管的源级均与地连接；

其中，所述第一功率管的栅极与所述驱动电路输出tg1_drv驱动信号的一端连接、所述第二功率管的栅极与所述驱动电路输出bg1_drv驱动信号的一端连接、所述第三功率管的栅极与所述驱动电路输出bg2_drv驱动信号的一端连接，所述第四功率管的栅极与所述驱动电路输出tg2_drv驱动信号的一端连接，从而分别驱动四个功率管的开关。

本发明提供的buck-boost变换器电路，其为h桥四管buck-boost架构，为提高效率和减小emi干扰，boost模式控制采用时钟clk时先开通tg2，由pwm_boost控制开通bg2的方式。工作原理如下：当模式切换判断电路工作于buck模式时，输出反馈分压与基准电压进行比较，生成的误差信号与锯齿波vsaw_buck比较，得到占空比pwm_buck信号，进而控制tg1与bg1的开通与关断，此过程中tg2常开，bg2常关；当模式切换判断电路工作于boost模式时，输出反馈分压与基准电压进行比较，生成的误差信号与锯齿波vsaw_boost比较，得到占空pwm_boost信号，进而控制tg2与bg2的开通与关断，此过程中tg1常开，bg1常关。

当vin与vo很接近时，模式切换会判断电路工作于buck与boost交替切换的模式，此时的开关顺序如下：假定初始是buck模式，当时钟周期clk到来时，tg1先打开，bg1关闭，pwm_buck信号会控制tg1关断与bg1开通时间，此周期中tg2常开，bg2常关；下一个时钟周期，模式切换会判断进入到boost模式，因而时钟clk到来时bg1关断，由于boost模式时clk是先控制tg2打开，而上个周期tg2已经打开，因而时钟clk只控制一个bg1的关断，pwm_boost信号控制tg2的关断与bg2的开通；再下一个周期，模式切换会判断电路重新进入到buck模式，时钟clk到来时bg2关断，由于buck模式时clk是先控制tg1打开，而上个周期tg1已经打开，因而时钟clk只控制一个bg2的关断，pwm_buck信号控制tg1的关断与bg1的打开，重复前面的过程。可以看出，此控制的开关顺序在每个时钟周期内都只有两个开关管动作，不存在周期内四个管均开关的动作，因而效率较高，emi较小。

图10至图16的附图解释说明，在上述控制方法处已经阐述，在此不再描述。

显而易见的是，本领域的技术人员可以从根据本发明的实施方式的各种结构中获得根据不麻烦的各个实施方式尚未直接提到的各种效果。

尽管本发明的实施方案已公开如上，但其并不仅仅限于说明书和实施方式中所列运用。它完全可以被适用于各种适合本发明的领域。对于熟悉本领域的人员而言，可容易地实现另外的修改。因此在不背离权利要求及等同范围所限定的一般概念下，本发明并不限于特定的细节和这里示出与描述的图例。