一种静电高压除尘中的脉冲电源电路的制作方法

本实用新型属于高压电器电源技术领域，具体涉及一种静电高压除尘中的脉冲电源电路。

背景技术：

中国是工业大国，大气污染严重。工业废气中的大气颗粒物严重超标，工业废气净化对环境治理有重要意义。大气颗粒物指大气中的固态和液态颗粒状物质，组成物质复杂，甚至会危害人体健康。目前，大多都是直流高压供电的除尘系统，荷电能力差，容易发生反电晕放电现象，除尘效率低且能耗高。

相比直流高压，高压脉冲的作用时间短，击穿电场强，脉冲峰值远高于直流电压，一方面能产生大量的高能等离子体帮助粉尘实现更高的扩散荷电，另一方面产生更高的电压峰值帮助粉尘实现更高的电场荷电，从而提高荷电能力，并有凝并颗粒物的效果。脉冲还能有效抑制高阻比粉尘引起的反电晕现象，减少二次扬尘，降低系统能耗，提高除尘效率。目前急需一种高效的高压脉冲电源来解决工业除尘问题。

技术实现要素：

本实用新型所要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足提供一种静电高压除尘中的脉冲电源电路，本静电高压除尘中的脉冲电源电路电路简单，产生的高压脉冲波形完整且幅值、频率、脉宽均可调节，脉宽宽度窄，频率高，可广泛应用在静电除尘领域。

为实现上述技术目的，本实用新型采取的技术方案为：

一种静电高压除尘中的脉冲电源电路，包括直流高压源控制平台、升压变压器、储能电容、高压半导体开关电路、开关驱动电路、二极管阵列和谐振电感，所述直流高压源控制平台与升压变压器连接，所述升压变压器与储能电容连接，所述储能电容、二极管阵列、谐振电感和开关驱动器均与高压半导体开关电路连接，所述二极管阵列反向并联在高压半导体开关电路的两端，所述谐振电感用于与除尘本体连接从而为除尘本体提供高压脉冲。

作为本实用新型进一步改进的技术方案，所述直流高压源控制平台包括双向可控硅调压电路、过零检测电路和主控芯片，所述过零检测电路和主控芯片连接，所述主控芯片与双向可控硅调压电路连接，所述双向可控硅调压电路与升压变压器连接。

作为本实用新型进一步改进的技术方案，所述过零检测电路包括降压变压器T1、电阻R1至电阻R3、三极管Q1、光耦U1和光耦U2，所述光耦U1和光耦U2均采用光耦TLP521，所述降压变压器T1的初级绕组上端与交流电220V的火线连接，初级绕组下端与零线连接，所述降压变压器T1的次级绕组上端通过电阻R3同时与光耦U1内的发光二极管正极和光耦U2内的发光二极管负极连接，所述降压变压器T1的次级绕组下端同时与光耦U1内的发光二极管负极和光耦U2内的发光二极管正极连接，所述光耦U1内的光敏三极管的集电极和光耦U2内的光敏三极管的集电极均与三极管Q1的基极连接，所述三极管Q1的基极通过电阻R1连接有电源，所述三极管Q1的集电极通过电阻R2连接有电源，所述光耦U1内的光敏三极管的发射极、光耦U2内的光敏三极管的发射极以及三极管Q1的发射极均连接地线，所述三极管Q1的集电极与主控芯片的普通IO口连接。

作为本实用新型进一步改进的技术方案，所述双向可控硅调压电路包括过零型光耦U3、电阻R4至电阻R7、电容C2和双向可控硅Q2，所述过零型光耦U3采用光耦MOC3061，所述过零型光耦U3的引脚1通过电阻R4连接有电源，所述过零型光耦U3的引脚2与主控芯片的普通IO口连接，所述过零型光耦U3的引脚4同时与电阻R7和双向可控硅Q2的门极G连接，所述过零型光耦U3的引脚6通过电阻R5同时与双向可控硅Q2的主电极T1、火线和电阻R6连接，所述电阻R6的另一端与电容C2连接，所述电阻R7的另一端、双向可控硅Q2的主电极T2和电容C2的另一端均与升压变压器的初级绕组一端连接，零线与升压变压器的初级绕组另一端连接。

作为本实用新型进一步改进的技术方案，所述主控芯片采用STM32F103C8T6。

作为本实用新型进一步改进的技术方案，所述升压变压器采用YDJ-5KVA/100KV油浸式高压试验变压器内的升压变压器，所述二极管阵列由多个相互串并联的二极管D5组成。

作为本实用新型进一步改进的技术方案，所述开关驱动电路包括开关驱动器、蓝牙模块和主控芯片，所述蓝牙模块与主控芯片的串口以及普通IO口连接，所述主控芯片的普通IO口与开关驱动器连接，所述开关驱动器与高压半导体开关电路连接。

作为本实用新型进一步改进的技术方案，所述蓝牙模块采用DX-BT05蓝牙模块，所述主控芯片采用STM32F103C8T6。

作为本实用新型进一步改进的技术方案，所述开关驱动器包括驱动器M57962、二极管D1、二极管D2、电阻R9和IGBT，所述IGBT采用G60N160UFD，所述驱动器M57962的引脚1与二极管D2的正极连接，二极管D2的负极同时与IGBT的D极、二极管D1的正极和高压半导体开关电路连接，所述驱动器M57962的引脚4连接+15V电源，所述驱动器M57962的引脚6连接-9V电源，所述驱动器M57962的引脚5与IGBT的G极连接，所述驱动器M57962的引脚13连接地线，所述驱动器M57962的引脚14与主控芯片的普通IO口连接，所述IGBT的S极连接地线，所述二极管D1的负极通过电阻R9同时与高压半导体开关电路和+48V电源连接。

作为本实用新型进一步改进的技术方案，所述高压半导体开关电路包括变压器T2以及多个副边开关电路，所述变压器T2包括1个原边绕组和多个副边绕组，所述副边绕组的数量和副边开关电路的数量相同且每个副边绕组均连接有一个副边开关电路，所述变压器T2的原边绕组上端同时与开关驱动器内的电阻R9以及+48V电源连接，所述变压器T2的原边绕组下端与开关驱动器内的IGBT的D极连接；

所述副边开关电路包括二极管D4、电阻R10、双向可控硅Q4、电阻R12和RCD缓冲网络，所述RCD缓冲网络包括电阻R11、二极管D3和电容C4，所述电阻R11和二极管D3并联且电阻R11的一端与二极管D3的负极同时与电容C4的一端连接，所述二极管D4的负极与电阻R10的一端连接，所述电阻R10的另一端与双向可控硅Q4的门极G连接，所述双向可控硅Q4的主电极T1、电阻R12的一端、电阻R11的另一端和二极管D3的正极相互连接，所述二极管D4的正极、双向可控硅Q4的主电极T2、电阻R12的另一端和电容C4的另一端相互连接；多个副边开关电路内的双向可控硅Q4依次串联；

变压器T2的一个副边绕组上端与一个副边开关电路内的二极管D4负极连接且该副边绕组下端与该副边开关电路内的二极管D4正极连接；

位于变压器T2一端的副边绕组连接的副边开关电路内的可控硅Q4的主电极T1与储能电容连接，位于变压器T2另一端的副边绕组连接的副边开关电路内的双向可控硅Q4的主电极T2与谐振电感连接。

本实用新型的有益效果为：本用新型通过谐振产生高压脉冲，可通过直流高压源控制平台调节脉冲的电压幅值，并可通过改变谐振电路的谐振电感大小来调节脉冲的宽度，还能通过开关驱动电路内的开关驱动器来调节脉冲的频率，大部分的脉冲电能通过二极管阵列回收到储能电容，只剩少量电能停留在除尘本体里并由除尘本体的等效电阻慢慢消耗，形成较小的拖尾。综上所述，本实用新型产生的高压脉冲波形完整且幅值、频率、脉宽均可调节；且电路简单，脉宽宽度窄，频率高，可广泛应用在静电除尘领域。

附图说明

图1为本实施例的脉冲电源电路拓扑图。

图2为本实施例的脉冲电源波形图。

图3为本实施例中模态3等效电路。

图4为本实施例中模态4等效电路。

图5为本实施例双向可控硅调压电路的电路原理示意图。

图6为本实施例过零检测电路的电路原理示意图。

图7为本实施例高压半导体开关电路的电路原理示意图。

图8为本实施例开关驱动器的电路原理示意图。

图9为本实施例蓝牙模块的电路原理示意图。

图10为本实施例二极管阵列的电路原理示意图。

具体实施方式

获得高压脉冲一般有两种方式：一是采用高压半导体开关直接获得，二是采用低压开关再用脉冲变压器升压后获得。当前，国内市场静电除尘脉冲电源多为脉冲变压器方式，但此方式存在占地面积大、体积大、重量重、价格高和脉宽宽等缺点，无法满足现在的市场需求。特别是静电除尘项目的改造，往往工业现场不允许除尘电源体积太大，且要求脉宽很窄，脉冲变压器方式无法达到。本实施例提出一种基于高压半导体开关设计的高压脉冲电源电路，该脉冲电源电路利用LC谐振原理产生高压脉冲，高压脉冲的波形完整且幅值、频率、脉宽均可调节；电路简单，脉宽窄，频率高，可广泛应用在静电除尘领域；与脉冲变压器方式相比体积小。

下面根据图1至图10对本实用新型的具体实施方式作出进一步说明：

参见图1，一种静电高压除尘中的脉冲电源电路，包括直流高压源控制平台、升压变压器、储能电容C1、高压半导体开关电路、开关驱动电路、二极管阵列和谐振电感L1，所述直流高压源控制平台与升压变压器连接，所述升压变压器与储能电容C1连接，所述储能电容C1、二极管阵列、谐振电感L1和开关驱动器均与高压半导体开关电路连接，所述二极管阵列反向并联在高压半导体开关电路的两端，所述谐振电感L1用于与除尘本体连接从而为除尘本体提供高压脉冲。其中除尘本体有阻容效应，可等效为电容C’和电阻R’的并联。

本实施例的直流高压源控制平台可调节自身输出电压，经过升压变压器的固定倍数升压后形成直流负高压V1，从而给储能电容C1充电。直流高压源控制平台与升压变压器之间可连接初级电压仪表，测量直流高压源控制平台输出的电压。

本实施例的升压变压器采用YDJ-5KVA/100KV油浸式高压试验变压器内的升压变压器（http://www.shbianyaqi.com/Products-14989944.html），内置整流器，可将直流高压源控制平台输出的电压升压后并整流成直流负高压V1。

本实施例的脉冲电源电路可获得的脉冲波形如图2所示，V1为储能电容C1两端的输出电压，V2为除尘本体两端产生的脉冲电压，可分5个模态。

1）模态1（ QUOTE 时刻之前）：高压半导体开关电路截止，储能电容C1处于充电状态，V1电压不断上升直到达到直流高压源控制平台的输出电压，此时V2电压为0，此模态1一般只会出现在设备开始工作后。

2）模态2（ QUOTE — QUOTE ）：高压半导体开关电路截止，V1电压等于直流高压源控制平台的输出电压，且V2电压为0。

3）模态3（ QUOTE — QUOTE ）：等效电路如图3所示，在 QUOTE 时刻，高压半导体开关电路接收到开关驱动电路的驱动信号开通，电流正向流过高压半导体开关电路。储能电容C1与谐振电感L1产生谐振，储能电容C1处于放电状态，V1电压下降；电容C’与谐振电感L1也产生谐振，电容C’处于充电状态，V2电压上升。谐振周期 QUOTE 。

4）模态4（ QUOTE — QUOTE ）：等效电路如图4所示。在 QUOTE 时刻，即谐振的 QUOTE 时刻，V2电压达到峰值电压，V1电压降到谷底。高压半导体开关电路在导通后通过其内双向可控硅的电流过零关闭特性关闭。高压半导体开关电路使用的电子器件有最小反应时间，若反应时间大于 QUOTE ，开关关闭时刻为其最小反应时间，反之则为 QUOTE 时刻。电容C’放电，电流经二极管阵列流向储能电容C1，回收大部分电能，使此脉冲电源能耗大大降低。在某个时间点，一般由直流高压源控制平台性能决定，直流高压源控制平台会开始给储能电容C1充电，同时又由于回收电能的作用，会使储能电容C1在 QUOTE 时刻附近产生一个凸起电压。

5）模态5（ QUOTE — QUOTE ）：在 QUOTE 时刻，二极管阵列截止，电容C’中的残留电通过电阻R’缓慢释放，此段时间即为脉冲下降沿的一个拖尾。到下个脉冲产生前，残留电尽量要全部释放，否则将影响脉冲的波形品质，甚至提高电场击穿几率。在使用中要根据实际情况调整脉冲频率，以免造成残留电累积效应。

本实施例的直流高压源控制平台基于单相晶闸管相控调压原理设计，包括双向可控硅调压电路、过零检测电路和主控芯片；过零检测电路和主控芯片连接，过零检测电路用于向主控芯片发送Zero_INT信号，主控芯片通过Zero_INT信号检测交流220V的零点，从而判断双向可控硅调压电路的双向可控硅Q2是否关闭；主控芯片与双向可控硅调压电路连接，主控芯片用于控制过零型光耦MOC3061驱动双向可控硅Q2打开；双向可控硅调压电路与升压变压器连接。

直流高压源控制平台内的双向可控硅调压电路如图5所示，包括过零型光耦U3、电阻R4至电阻R7、电容C2和双向可控硅Q2；过零型光耦U3采用光耦MOC3061，过零型光耦U3的引脚1通过电阻R4连接有3.3V电源，过零型光耦U3的引脚2与主控芯片的普通输出IO口连接；过零型光耦U3的引脚4同时与电阻R7和双向可控硅Q2的门极G连接；过零型光耦U3的引脚6通过电阻R5同时与双向可控硅Q2的主电极T1、交流电220V的火线和电阻R6连接；电阻R6的另一端与电容C2连接，电阻R7的另一端、双向可控硅Q2的主电极T2和电容C2的另一端均与升压变压器的初级绕组一端连接，交流电220V的零线与升压变压器的初级绕组另一端连接。

图5中，L为火线，N为零线，接口J2接图1中的升压变压器，其工作原理是当双向可控硅Q2导通时，接口J2向升压变压器输出电压，当双向可控硅Q2关断时，接口J2无输出，通过双向可控硅Q2斩断交流220V来调节接口J2输出的交流电压。MOC3061为过零型光耦，用来驱动双向可控硅Q2导通，并起到光电隔离的作用，安全性高。主控芯片的普通输出IO口输出Voltage_OUT信号经过限流电阻R4送给MOC3061初级的LED，从而控制下一级的电路，低电平有效。MOC3061光耦初级LED的驱动电流15mA，正向电压在1.3V左右，因此电阻R4选为130Ω。双向可控硅Q2的型号为BT134，耐压达到600V，能安全工作在交流220V。MOC3061的引脚4和引脚6导通时，R5是双向可控硅Q2的门极电阻，门极阻抗很高，可提高抗干扰能力。R7是触发双向可控硅的限流电阻，选为360Ω。R6为39Ω，C2为0.01uF，R6和C2组成浪涌吸收电路，可以防止浪涌电压损坏双向可控硅Q2。

双向可控硅的特点是在撤销触发电流后不会马上关断，而是在电流过零时才关断，一般都有略微的延迟，即在零点后很短的时间内触发关断。根据这一特点，再利用软件（主控芯片）调双向可控硅Q2的导通角就能实现调压。导通角为双向可控硅Q2导通时间的电角度，而双向可控硅Q2在过零时自动关断，因此只需要知道何时应该打开双向可控硅。直流高压源控制平台内的主控芯片通过过零检测电路检测交流220V的零点从而判断双向可控硅Q2是否关断，双向可控硅Q2处于关断时，主控芯片通过过零型光耦MOC3061控制双向可控硅Q2的导通时间从而调节向升压变压器输出的电压。本实施例中的过零检测电路如图6所示，包括降压变压器T1、电阻R1至电阻R3、三极管Q1、光耦U1和光耦U2，所述光耦U1和光耦U2均采用光耦TLP521，所述降压变压器T1的初级绕组上端与交流电220V的火线连接，初级绕组下端与交流电220V的零线连接，所述降压变压器T1的次级绕组上端通过电阻R3同时与光耦U1内的发光二极管正极和光耦U2内的发光二极管负极连接，所述降压变压器T1的次级绕组下端同时与光耦U1内的发光二极管负极和光耦U2内的发光二极管正极连接，所述光耦U1内的光敏三极管的集电极和光耦U2内的光敏三极管的集电极均与三极管Q1的基极连接，所述三极管Q1的基极通过电阻R1连接有3.3V电源，所述三极管Q1的集电极通过电阻R2连接有3.3V电源，所述光耦U1内的光敏三极管的发射极、光耦U2内的光敏三极管的发射极以及三极管Q1的发射极均连接地线，所述三极管Q1的集电极与主控芯片的普通输入IO口连接。接口J1的目的是接交流电220V的火线和零线。本实施例中的过零检测电路利用两个TLP521光耦（U1和U2）检测变压器T1低压侧，电阻R3是限流电阻。当交流220V不为零时，总有一个光耦TLP521处于导通状态，三极管Q1的基极接地，Q1关断，Zero_INT信号被上拉电阻R2拉到高电平；当交流220V处于零点时，两个光耦都处于关断状态，Q1基极被上拉电阻R1拉到高电平，Q1导通，Zero_INT信号接地为低电平。因此，主控芯片的普通输入IO口接收到Zero_INT信号后只要检测到Zero_INT信号的下降沿就表示是交流220V的零点，此法有一定的延迟，当主控芯片检测到零点时，双向可控硅Q1可能已经关闭了，因此最高输出电压会略低于220V。当主控芯片检测到Zero_INT信号的下降沿时则判断双向可控硅Q2关闭，可根据需要选择在某个时刻通过MOC3061驱动双向可控硅Q2打开，进而调节其向升压变压器输出的电压大小。

本实施例的直流高压源控制平台使用的主控芯片采用STM32F103C8T6。

本实施例的高压半导体开关电路如图7所示，包括变压器T2以及多个副边开关电路，所述变压器T2包括1个原边绕组和多个副边绕组，所述副边绕组的数量和副边开关电路的数量相同且每个副边绕组均连接有一个副边开关电路，变压器T2的原边绕组连接有接口J4，接口J4用于与图8中开关驱动电路内开关驱动器的接口J3连接，即变压器T2的原边绕组上端同时与开关驱动器内的电阻R9以及+48V电源连接，所述变压器T2的原边绕组下端与开关驱动器内的IGBT（Q3）的D极连接。

如图7所示，本实施例的高压半导体开关电路内的副边开关电路包括二极管D4、电阻R10、双向可控硅Q4、电阻R12和RCD缓冲网络。RCD缓冲网络包括电阻R11、二极管D3和电容C4，电阻R11和二极管D3并联且电阻R11的一端与二极管D3的负极同时与电容C4的一端连接。二极管D4的负极与电阻R10一端连接，电阻R10另一端与双向可控硅Q4的门极G连接，双向可控硅Q4的主电极T1、电阻R12的一端、电阻R11的另一端和二极管D3的正极相互连接，二极管D4的正极、双向可控硅Q4的主电极T2、电阻R12的另一端和电容C4的另一端相互连接；多个副边开关电路内的双向可控硅Q4依次串联从而实现多个副边开关电路的串接。

本实施例高压半导体开关电路内的变压器T2的副边绕组与副边开关电路的连接方式为：高压半导体开关电路内的变压器T2的一个副边绕组上端与一个副边开关电路内的二极管D4负极连接且该副边绕组下端与该副边开关电路内的二极管D4正极连接。位于变压器T2一端的副边绕组连接的副边开关电路内的可控硅Q4的主电极T1（即图7中的H端）与储能电容C1连接，位于变压器T2另一端的副边绕组连接的副边开关电路内的双向可控硅Q4的主电极T2（即图7中的L端）与谐振电感L1连接。

本实施例的高压半导体开关电路的原理是利用多个双向可控硅Q4串联，图7中的H端为高压输入端，L端为高压输出端。双向可控硅Q4的型号为BTA80-1200，最大工作电压为1200V，按开关管承受电压不超过最大工作电压60%的原则，把20个BTA80-1200串联，即可实现高压开关1200V*60%*20=14.4KV工作电压。因此本实施例的副边绕组的数量和副边开关电路的数量均为20个。

双向可控硅Q4正向阻断时的最大漏电流为500uA，电阻R12的作用是直流均压，流过R12的电流应大于双向可控硅Q4的漏电流，且不大于电路中允许的泄露电流。此电路设计允许泄露几个mA的电流，每个双向可控硅Q4的最大工作电压为720V，因此R12取300KΩ。

电阻R11、二极管D3和电容C4构成RCD缓冲网络，作用是瞬态均压。当某一级的双向可控硅Q4滞后导通或提前关断时（20个没完全同步驱动，存在一个很短的时间差），电压通过二极管D3向电容C4充电，确保双向可控硅Q4在此时间差内不会过压损坏。当此双向可控硅Q4导通后电容C4通过双向可控硅Q4和电阻R11释放电能，保证在下一次不同步时重新具备吸收电能的能力。R11为高压无感电阻，耐压为2KV/100Ω，D3为快恢复二极管，耐压为2KV。 QUOTE 是存在时间差时回路中的电流，取10A， QUOTE 是时间差，取100ns， QUOTE 是MOSFET的耐压值1200V，所以此处C4取2nF。

QUOTE 。

双向可控硅Q4的驱动采用磁隔离耦合的方式，可以保证多个双向可控硅Q4的驱动信号一致，T2是一个变压器（磁环），开关驱动电路的开关驱动器连接变压器T2原边（左边），双向可控硅Q4连接变压器T2副边（右侧），当原边产生一个脉冲时，副边感应的电流和原边一致也产生一个脉冲，就会驱动双向可控硅Q4导通一次，即高压半导体开关电路导通一次，斩断脉冲电路拓扑中的直流高压，形成脉冲，并在电流过零时双向可控硅Q4自动关断。双向可控硅Q4控制级电压在12V左右，因控制级的驱动电流小于50mA，限流电阻R10取500Ω，D4是钳位二极管，防止双向可控硅Q4因控制极电压过高而损坏。

本实施例的开关驱动电路包括开关驱动器、蓝牙模块和主控芯片，其中蓝牙模块与主控芯片的串口以及普通IO口连接，主控芯片的普通输出IO口与开关驱动器连接，开关驱动器与高压半导体开关电路连接。

本实施例的开关驱动器的电路如图8所示，包括驱动器M57962（U5）、二极管D1、二极管D2、电阻R9和IGBT（Q3）；驱动器M57962的引脚1与二极管D2的正极连接，二极管D2的负极同时与IGBT的D极、二极管D1的正极和高压半导体开关电路连接；驱动器M57962的引脚4连接+15V电源，引脚6连接-9V电源；驱动器M57962的引脚5与IGBT的G极连接，驱动器M57962的引脚13连接地线，驱动器M57962的引脚14与主控芯片的普通输出IO口连接，IGBT的S极连接地线，二极管D1的负极通过电阻R9同时与高压半导体开关电路和+48V电源连接。

开关驱动器利用IGBT（Q3）产生48V的脉冲信号给高压半导体开关电路内的变压器T2原边提供脉冲电压，来驱动高压半导体开关电路导通。IGBT（Q3）的型号为G60N160UFD，当栅极G为高电平时，IGBT导通，接口J3的1引脚接到地，此时高压半导体开关电路内的变压器T2原边通电，驱动高压开关（即双向可控硅Q4）导通；当栅极G为低电平时，IGBT关断，接口J3无输出，高压开关（即双向可控硅Q4）关闭，由续流二极管D1和电阻R9释放感性负载T2（即变压器T2）原边的电能。因此，只要IGBT导通、关闭一次，就能驱动高压开关产生一个脉冲。M57962是IGBT专用驱动器，采用+15V和-9V双电源供电，5引脚输出高电平为+15V，输出低电平为-10V，能可靠控制IGBT的导通和关断。其1引脚DEL可以检测IGBT过载，当发生过压或过流时，IGBT漏极电压上升至大于15时，隔离二极管D2截止，DEL脚电压为15V，M57962的5引脚OUT会立马输出低电平关断IGBT。M57962的13、14引脚接内部光耦，主控芯片的普通输出IO口接M57962的14脚，输出IGBT_IN信号，当输出的IGBT_IN信号为高电平时，驱动M57962的OUT引脚输出高电平驱动IGBT导通，输出的IGBT_IN信号为低电平则驱动IGBT关断。

本实施例开关驱动电路的蓝牙模块的电路如图9所示，采用DX-BT05蓝牙模块（U4），该蓝牙模块内采用CC2541芯片。MDX-BT05蓝牙模块的POWER引脚连接3.3V电源，并通过电容C3连接地线。MDX-BT05蓝牙模块与主控芯片通过UART连接（RX引脚和TX引脚），进行数据传输；STATE引脚和EN引脚连接主控芯片的普通IO口；STATE引脚指示蓝牙状态，蓝牙模块通过STATE引脚向主控芯片输出蓝牙状态，高电平表示蓝牙连接成功，低电平表示蓝牙无连接；EN引脚为蓝牙使能引脚，高电平时允许蓝牙连接，低电平时禁止蓝牙连接。蓝牙模块主要用来控制开关驱动器输出，即用户可使用终端设备（例如手机）与开关驱动电路的蓝牙模块连接，通过蓝牙模块向主控芯片发送信号，主控芯片根据接收的蓝牙模块发送的信号来调节开关驱动器是否输出驱动信号，并配置驱动信号的频率，以调节高压半导体开关电路的导通频率，控制高压脉冲的频率。本实施例的开关驱动电路的主控芯片采用STM32F103C8T6。

本实施例二极管阵列的电路如图10所示，由多个相互串并联的二极管D5组成。由于升压变压器输出负高压，因此当储能电容C1放电时，二极管D5截止，当电容C’放电时，二极管D5导通。

综上所述，本实施例通过谐振产生高压脉冲，可通过直流高压源控制平台来调节脉冲的电压，并可通过改变谐振电路的谐振电感L1大小来调节脉冲的宽度，还能通过开关驱动器来调节脉冲的频率，大部分的脉冲电能通过二极管阵列回收到储能电容C1，只剩少量电能停留在除尘本体里并由除尘本体的等效电阻慢慢消耗，形成较小的拖尾。本实用新型的电路简单，产生的脉冲脉宽窄，频率高，可广泛应用在静电除尘领域。

本实用新型的保护范围包括但不限于以上实施方式，本实用新型的保护范围以权利要求书为准，任何对本技术做出的本领域的技术人员容易想到的替换、变形、改进均落入本实用新型的保护范围。