控制开关的控制器和方法及包括计算机可读介质的装置与流程

本公开内容涉及功率转换器，并且更具体地，涉及与开关模式功率转换器相关联的技术和电路。

背景技术：

从诸如电网、电池或发电机的电源接收电力的装置可以包括功率因数校正(pfc)电路。能够进行功率因数校正的装置可以通过使电源“看到”的负载看起来电阻更大而不是电容或电感更大来提高电源的效率，从而降低无功功率。负载的功率因数基于瞬时电压和瞬时电流。对于一的功率因数，交流输入电压与相应的交流输入电流之间的相位滞后为零。

pfc电路可以耦合至另一功率转换器(例如，反激式转换器)的输入和整流器的输出。pfc电路和其他功率转换器一起可以形成开关模式电源(smps)。pfc电路可以包括反激式转换器拓扑或升压转换器拓扑。为了增加功率因数，控制器可以控制pfc电路的开关操作使得输入电流更紧密地跟随输入电压以减小输入电压与输入电流之间的相位滞后。针对pfc电路，控制器可以使用其中开关频率不是由时钟限定的准谐振开关。开关频率范围可能会随着输入电压和电负载而变化。

技术实现要素：

本公开内容描述了一种用于包括开关和一个或更多个电容器的功率因数校正(pfc)电路的控制技术。该控制技术可以包括确定通过一个或更多个电容器的电流。该控制技术还可以包括确定针对开关的接通时间并且基于所确定的接通时间来对开关进行切换。

在一些示例中，控制器控制功率因数校正电路的开关，其中该控制器包括：第一节点，被配置成接收指示功率因数校正电路的输入电压的第一信号。该控制器还包括：处理电路，被配置成基于第一信号来确定通过pfc电路的一个或更多个电容器的电流的值。该处理电路还被配置成基于电流的值来确定开关的接通时间并且基于接通时间来对开关进行切换。

在一些示例中，一种方法包括控制功率因数校正(pfc)电路的开关并且接收指示pfc电路的输入电压的第一信号。该方法还包括基于第一信号来确定通过pfc电路的一个或更多个电容器的电流的值。该方法还包括基于电流的值来确定开关的接通时间并且基于接通时间来对开关进行切换。

在一些示例中，一种装置包括计算机可读介质，所述计算机可读介质上存储有能够执行的指令，该指令被配置成能够由处理电路执行以使处理电路接收指示功率因数校正(pfc)电路的输入电压的第一信号。该指令还使处理电路基于第一信号来确定通过pfc电路的一个或更多个电容器的电流的值。该指令还使处理电路基于电流的值来确定pfc电路的开关的接通时间并且基于接通时间来对开关进行切换。

在下面的附图和描述中阐述了一个或更多个示例的细节。本公开内容的其他特征、目的和优点根据说明书和附图以及根据权利要求书将是明显的。

附图说明

图1是根据本公开内容的一个或更多个方面的包括功率因数校正(pfc)电路的系统的概念框图；

图2a和图2b是通过一个或更多个电容器的输入电压和电流的示例图；

图3是根据本公开内容的一个或更多个方面的包括整流器电路和滤波器电路的系统的电路图；

图4是电感器电流、电容性电流和输入电流的相量图；

图5是根据本公开内容的一个或更多个方面的用于确定pfc电路中的开关的接通时间的控制回路的概念框图；

图6和图7是示出根据本公开内容的一个或更多个方面的pfc电路的工作的时序图；

图8是示出根据本公开内容的一个或更多个方面的用于控制pfc电路的示例过程的流程图。

具体实施方式

本公开内容描述了用于基于通过pfc电路的一个或更多个电容器的电流来确定针对开关的接通时间的技术。一个或更多个电容器可以作为电磁干扰(emi)滤波器被布置在pfc电路的输入处。通过基于电流使用本文描述的功能和控制回路来确定开关的接通时间，控制器可以实现输入电流相对于输入电压的更好整形。

控制器可以使用数字微分器以从由控制器采样的输入电压信号中提取输入电容性电流的波形。利用本文描述的电流整形技术，控制器可以使输入电流与输入电压更紧密地匹配，从而特别是在轻负载下改善功率因数。

本公开内容的技术可以用于减轻在临界传导模式(crcm)、也称为边界模式中出现的问题。这些问题可能包括在轻负载下在crcm下工作时由较高的开关频率导致的较高的开关损耗。控制器可以使用本文描述的控制方案来将开关频率限制在可以作为频率法则的范围内。控制器可以选择较高的准谐振(qr)数目以增加开关时段，从而降低开关频率。通过在qr模式下以高于一个的qr数目(例如qr2、qr3等)工作，控制器可以减少开关损耗并且增加功率因数，特别是对于轻负载的情况。

图1是根据本公开内容的一个或更多个方面的包括功率因数校正(pfc)电路140的系统100的概念框图。系统100包括滤波器电路110、整流器电路120、滤波器电路130、pfc电路140、输出级150、负载160以及控制器170。系统100可以被配置成在耦合至滤波器电路110的输入节点处从电源102接收电力。电源102可以包括向系统100供应电力的电网(例如，干线电力)。

滤波器电路110和130可以被配置成从由系统100接收到的电力中滤除高频噪声。滤波器电路110和130可以包括一个或更多个电容器以及一个或更多个电感器。滤波器电路110和130可以操作成减少由整流器电路120和pfc电路140生成的噪声，使该噪声不再回流到耦合至滤波器电路的电源。滤波器电路110和130在本文中可以称为pfc电路140的一部分，使得滤波器电路110和130中的一个或更多个电容器称为pfc电路140的一部分。

整流器电路120可以被配置成将交流(ac)信号转换为半波信号。例如，系统100可以接收具有正弦波形的ac信号并且输出半波正弦ac信号。整流器电路120可以包括四个整流器二极管。由整流器电路120生成的整流信号可以包括标记为vg的瞬时分量和标记为vff的dc分量。控制器170可以接收指示整流信号的瞬时分量的信号，并且从接收到的信号中提取dc分量。例如，控制器170可以使接收到的信号穿过两级低通滤波器以提取整流信号的dc分量。另外地或可替选地，控制器170可以执行傅立叶变换以从接收到的信号中提取dc分量。

pfc电路140被配置成从滤波器电路130接收信号。pfc电路140可以操作成使接收到的信号的电流与接收到的信号的电压更紧密地匹配。pfc电路140可以被设计成具有尽可能接近一(unity)的功率因数，其中功率因数被计算为有功功率除以由整流器电路120汲取的总功率。对于轻负载，示例功率因数目标可以为85％、90％或95％，其中轻负载可以被限定为额定负载的功率的百分之二十。如果额定负载为240瓦，那么百分之二十的轻负载将为48瓦。如本文所述，控制器170可以控制开关142以使输入电流与输入电压紧密匹配，其中“紧密匹配”意味着pfc电路140在负载为额定负载的20％下具有至少85％、至少90％或至少95％的功率因数。

pfc电路140包括由控制器170控制的开关142。pfc电路140还可以包括电感器、二极管和输出电容器。pfc电路的操作的附加示例细节可以在于2016年9月27日授予的题为“powerfactorcorrectioncircuitandmethod”的共同转让的美国专利第9,455,623号中以及于2016年11月22日授予的题为“enhancedpowerfactorcorrection”的共同转让的美国专利第9,502,981号中找到，上述两个美国专利的全部内容通过引用并入本文。在一些示例中，pfc电路140可以具有与以上引用的美国专利中示出的pfc电路类似的布置。

开关142可以为诸如但不限于任何类型的场效应晶体管(fet)诸如金属氧化物半导体fet(mosfet)、双极结型晶体管(bjt)、绝缘栅双极晶体管(igbt)、高电子迁移率晶体管(hemt)、氮化镓(gan)基晶体管的功率开关或者使用电压用于其控制的另一元件。开关142可以包括各种材料化合物诸如硅(si)、碳化硅(sic)、氮化镓(gan)或者一种或更多种半导体材料的任意其他组合。开关142可以包括n-型晶体管或p-型晶体管并且开关142可以为功率晶体管。在一些示例中，开关142还可以包括诸如二极管和/或晶闸管的其他模拟装置。开关142还可以包括与晶体管并联连接用于防止晶体管的反向击穿的续流二极管。

开关142可以包括三个端子：两个负载端子和一个控制端子。对于mosfet开关，开关142可以包括漏极端子、源极端子和栅极端子。对于bjt开关，开关142的控制端子可以为基极端子。基于控制端子处的电压，电流可以流过在开关142的负载端子之间延伸的负载电流路径。因此，电流可以基于由栅极驱动器190传递至开关142的信号而流过开关142。

输出级150可以包括dc/dc转换器诸如反激式转换器、谐振模式转换器、正向转换器、半桥转换器以及/或者接收pfc电路140的输出的另一类型的转换器。输出级150可以被配置成生成针对负载160的输出信号。在一些示例中，输出级150将从pfc电路140接收到的高输出电压(例如，385伏或400伏)转换为较低的电压水平诸如十二伏或五伏。

负载160可以包括电阻性负载、电容性负载和/或电感性负载。电感性负载的示例可以包括在加热、空气调节、供水、风扇或者包括电感性负载的其他系统中的一个或更多个中使用的致动器、电机和泵。在一些示例中，负载160包括可以通过例如逆变器电路从输出级150接收电力的电容性负载。电容性负载的示例可以包括照明元件诸如氙弧灯。在另外的示例中，负载160可以为电阻性负载、电感性负载和电容性负载的组合。

控制器170被配置成控制开关142的操作。在一些示例中，控制器170可以是被配置成还控制输出级150的一个或更多个开关的操作的组合控制器。控制器170可以包括用于从系统100接收信号的节点172、174、176和178。控制器170还可以包括处理电路180、栅极驱动器190和存储器192。在更高功率的应用中，控制器170可以被配置成将控制信号传递至处于控制器170外部的栅极驱动器。

控制器170的节点172可以被配置成接收指示pfc电路140的输入电压的第一信号。整流器电路120可以生成pfc电路140的输入电压。控制器170的节点174、176和178可以接收以下信号：指示通过开关142的电流的信号、指示开关142的负载电流路径两端的电压降的信号、以及/或者指示由pfc电路140生成的输出信号的电压电平的信号。处理电路180可以被配置成检测接收的信号的一个或更多个局部最小值部分。处理电路180可以通过检测接收的信号的过零或者通过检测接收的信号超过另一阈值水平来检测局部最小值部分。处理电路180可以被配置成至少部分地通过基于接收的信号选择检测到的局部最小值部分中之一来确定接通时间。处理电路180可以在所选择的局部最小值部分期间接通开关142。

处理电路180被配置成基于由节点172接收到的第一信号来确定通过pfc电路140的一个或更多个电容器的电流的值。pfc电路140的一个或更多个电容器可以为滤波器电路110和/或滤波器电路130的一部分，但是称为pfc电路140的一部分。处理电路180可以使用等式(1)基于一个或更多个电容器的总电容ctot和pfc电路140的输入电压vg(t)来确定电流ictot(t)。到滤波器电路110的输入电流可以等于电感器电流加上电容性电流。电容性电流ictot(t)可以等于通过输入emi电容器的所有电流之和。如等式(1)所示，求输入电压的导数将给出与电容性电流成比例的值。

处理电路180还被配置成基于通过一个或更多个电容器的电流的值来确定开关142的接通时间。处理电路180可以使用等式(2)基于pfc电路140中的电感器的电感l、输入电压的dc等效vff、电压控制器的输出vcontrol以及用于平衡参考电感器电流与采样的平均电感器电流之间的增益差的比例常数k1来确定开关142的期望接通时间。因此，处理电路180可以基于电流(ctot乘以vg的导数)和第一信号(vg)来确定期望接通时间。

处理电路180可以使用等式(3)基于期望接通时间、关断时间toff和开关时段tsw来确定开关142的实际接通时间ton。对于大于qr1的qr模式，接通时间和关断时间之和可以不同于开关时段。处理电路180可以基于期望接通时间、使用可以为如图5(例如，块542、552和554)所示的积分器或比例积分控制的内部控制回路来确定实际接通时间。

处理电路180可以被配置成基于实际接通时间的值来对开关142进行切换。例如，处理电路180可以基于所测量的开关频率来选择qr模式(例如，qr1、qr2或qr3)。处理电路180可以使栅极驱动器190在对应于接通时间的值的局部最小值部分期间接通开关142。

处理电路180可以被配置成对由栅极驱动器190生成的信号的参数或特性进行控制。在一些示例中，处理电路180可以被配置成生成较低功率控制信号，并且栅极驱动器190可以被配置成将较低功率控制信号转换为具有较高功率的驱动器信号。处理电路180和栅极驱动器190可以被组合成单个集成电路或单个控制器(例如，控制器170)。可替选地，处理电路180和栅极驱动器190可以建立在单独的电路、芯片或装置上。

存储器192可以被配置成存储本文中描述的任何值或任何信号，诸如接通时间、关断时间、开关频率、电流、电容、目标值、误差值和/或任何其他参数或值。在一些示例中，存储器192可以存储可以由处理电路180执行的可以包括一个或更多个程序模块的程序指令。当程序指令被处理电路180执行时，这种程序指令可以使处理电路180提供归于本文的处理电路180的功能。

图2a和图2b是通过一个或更多个电容器的输入电压200和电流250的示例图。在图2a的示例中，输入电压200是整流的半正弦波形。输入电压200可以是由整流器电路生成的输出信号和/或由pfc电路接收到的输入信号。输入电压200可以由上面的等式(1)和等式(2)中的变量vg来表示，并且dc值210可以由上面的等式(2)中的变量vff来表示。

控制器可以通过例如分压器电路来接收指示输入电压200的信号，该分压器电路将输入电压200从几十伏或几百伏缩小至两伏、三伏、四伏、或五伏的范围。控制器可以包括将接收的信号转换为数字值的模拟数字转换器(adc)。控制器可以将低通滤波器诸如两级低通滤波器应用于接收的信号以确定dc值210。低通滤波器可以消除或减少输入电压200的谐波分量。

在图2b的示例中，电流250是具有每半个周期振幅变化的正弦波形的一部分。电流250可以是通过pfc电路的滤波器电路中的一个或更多个电容器的电流之和。电流250可以由上面的等式(1)中的变量ictot(t)来表示。线性近似260是每个半周期的接近电流250振幅的直线。

图2a和图2b示出的波形的周期可以是ac电源的频率的两倍。由电力干线提供的ac电源可以具有五十赫兹或六十赫兹的频率。与之相比，针对pfc电路中的开关的开关频率可以在一千赫至一兆赫的范围内。开关频率通常工作在二十千赫以上，否则，emi滤波器将会非常大以对低频进行滤波。为了增加功率因数，特别地在轻负载下，控制器可以对电流250进行估计以针对电流250进行补偿。

在一些示例中，控制器可以使用线性近似260来对电流250进行估计。例如，控制器在由控制器接收的感测信号超过阈值时启动计数器或计时器。控制器可以包括用于将电流250与阈值进行比较的比较器。阈值可以通过基本参数和增益参数来调整。基本参数对应于比较器阈值的基本值。增益参数设置线性近似260的斜坡坡度，并且控制器可以将比较器阈值应用于电容性电流补偿。线性近似260是电流250的正弦波形的简单实现。然而，线性近似260不能完全补偿电流250并且可能会引入电流失真。

图3是根据本公开内容的一个或更多个方面的包括整流器电路320以及滤波器电路310和330的系统的电路图。滤波器电路310和330以及整流器电路320被示出为无源电路，但是在一些示例中可以包括有源部件。例如，整流器电路320的二极管可以包括并联开关以在二极管导通时减小电压降。在工作中，滤波器电路310从电源302接收电力。整流器电路320可以基于来自滤波器电路310的第一滤波信号而生成整流信号。滤波器电路330可以对整流信号进行滤波并且将第二滤波信号传递至pfc电路，该pfc电路在图3中未示出。

滤波器电路310和330包括电容器360、362、364和366。在一些示例中，滤波器电路310和330包括比四个电容器更多或更少的电容器。滤波器电路310和330可以以不同的配置或组合来布置，并且电容器360、362、364和366以及电感器314和334可以被布置在不同的位置中。滤波器电路310和330可以起到减小emi和被反射回电源302的其他噪声的作用。通过电容器360、362、364和366的电流370、372、374和376可以构成无功功率流而不是实际功率流，如果控制器不对电流370、372、374和376进行补偿，则这可能会降低功率因数。

滤波器电路310和330中的每个滤波器电路均包括整流器电路320的二极管桥接之前和之后的无源电容器-电感器-电容器(c-l-c)配置。与由电源302生成的可以为90vac至264vac的ac输入电压相比，整流器电路320的二极管桥两端的电压降可以是微不足道的。因此，施加在整流器电路320之前的电容器360和362两端的电压与施加在整流器电路320之后的电容器364和366两端的电压近似地相同。因此，控制器可以确定电容器360、362、364和366的单个电容(“等效电容”)，并且将整流器电路320的二极管桥之后的电容有效地集中在一起。

控制器还可以基于等效电容和整流器电路320的二极管桥两端的电压来确定通过电容器360、362、364和366的电流的值。在一些示例中，控制器从输出节点322接收电压信号，其中电压信号指示由pfc电路接收的输入电压。通过电容器360、362、364和366的电流是电流370、372、374和376之和。控制器可以通过求由整流器电路320生成的整流信号的电压电平的导数并且将等效电容乘以求导后的电压电平来确定对电流370、372、374和376之和的估计，如上面的等式(1)所示。

在图3示出的电路布置中，输入电流304可以等于通过电容器360和362的电流370和372加上整流器电路320的输出电流350，如等式(4)所示。等式(4)还示出了输入电流304等于输出电流352加上通过电容器360、362、364和366的总电流ictot。等式(5)和等式(6)分别示出了通过电容器360、362、364和366的电流的计算以及电容器360、362、364和366的等效电容ctot的计算。

i304＝i350+i370+i372＝i352+i370+i372+i374+i376＝i352+ictot(4)

ictot＝i370+i372+i374+i376(5)

ctot＝c360+c362+c364+c366(6)

图4是电感器电流、电容性电流和输入电流的相量图。电感器电流也称为实电流或有功电流并且在x轴维度中示出。电容性电流也称为虚电流或无功电流并且在y轴维度中示出。输入电流是实电流和无功电流之和，使得输入电流位于实轴与无功轴之间。输入电流具有在输入电流与实轴(x轴)之间的相位角。该相位角是输入电流中的相移。

功率因数等于失真因数乘以位移因数。失真因数等于i1_rms除以iin_rms，其中i1_rms是五十赫兹信号或六十赫兹信号的均方根(rms)电流。iin_rms是输入电流的rms值。位移因数是相位角的余弦。相位角对功率因数的影响对于pfc电路的控制是重要的。相位角越大，功率因数越低。对功率因数的影响在轻负载下可能特别显著，这是因为电容性电流可以保持不变而实电流减小。因此，在轻负载下，相位角和功率因数可以增加。

在重负载440的条件下，流过一个或更多个电容器的电容性电流422可能明显小于流入pfc电路的有功电流424。矢量420表示基于电流422和424的总电流。因此，在重负载440下，由角402表示的输入电流与输入电压之间的相移相对小。因此，在图4的示例中，在重负载440下的功率因数由于有功电流424的高幅度而相对高。

在轻负载430下，流过一个或更多个电容器的电容性电流412相对于在重负载440的条件下流入pfc电路的有功电流414来说可以更加显著。矢量410表示基于电流412和414的总电流。因此，在轻负载430下，由角400表示的输入电流与输入电压之间的相移相对大。因此，在图4的示例中，在重负载440下的功率因数高于在轻负载430下的功率因数。

图5是根据本公开内容的一个或更多个方面的用于确定pfc电路中的开关的接通时间的控制回路的概念框图。控制器570可以在数字域、模拟域和/或混合数字/模拟域中实现控制回路。控制器570可以实现用于qr传导模式操作的数字多模式pfc控制。图5中示出的块和圆中的每一个是控制器570基于输入值来计算输出值的功能块。

在电压控制器512处，控制器570可以确定控制电压520(vcontrol)与pfc电路的输出功率成比例。电压控制器512可以为比例积分(pi)控制器或pi微分(pid)控制器。在乘法器522处，控制器570可以将控制电压520、输入电压前馈524(vff)的值和基于控制器570的时钟周期的常数526相乘。输入电压前馈524包括采样的整流ac输入电压(vg)的dc等效值(vff)。具有输入电压前馈的电感器电流参考为等式(7)。

开关周期中的平均电感器电流由等式(8)给出。在等式(8)中，vg是整流ac输入电压、vcontrol是控制电压520、k1是用于平衡参考电感器电流与采样的平均电感器电流之间的增益差的比例常数、vff是采样的整流ac输入电压的dc等效值、ton是pfcmosfet的接通时段、toff是pfcmosfet的关断时段、tsw是测量的可变开关时段，以及l是升压电感。

为了实现良好的输入电流整形，控制器570可以应用等式(9)。控制器570可以计算期望接通时间540，使得平均电感器电流跟随电感器电流参考。控制器570可以基于流过一个或更多个电容器的电流来计算乘法器522的输出值与项534之间的差。

控制器570可以使用内部反馈控制器552和反馈块554使有效接通时间556跟随期望接通时间540。在加法器542处，控制器570可以计算误差值550作为有效接通时间556与期望接通时间540之间的差。在块562处，控制器570可以通过将量化的接通时间560乘以时钟周期来确定实际接通时间564。块562可以是脉宽调制(pwm)操作的数学模型。控制器570可以将量化的接通时间ton560发送至块562以生成实际接通时间564(ton)。实际接通时间564可以不一定由控制器570计算，这是因为pwm硬件单元具有等于开关频率的倒数的时间单元。在一些示例中，控制器570可以通过将量化的接通时间560乘以时钟周期来生成实际接通时间564。量化的接通时间560就控制器时钟tclk而言可以是数字值并且电压相对于控制器570的adc的参考电压和分辨率而被量化。例如，经量化的接通时间560可以具有一千的数字值，时钟周期可以是二十纳秒，而实际的接通时间564可以具有二十微秒的值。等式(10)与等式(9)类似但是等式(10)包括量化时间而不是实际时间。

控制器570可以使用内部控制回路来实现良好的输入电流整形。良好的输入电流整形意味着控制器570对pfc电路的开关进行切换，使得由pfc电路汲取的输入电流与输入电压紧密匹配。内部控制回路包括加法器542、内部反馈控制器552和反馈块554。使用内部控制回路，控制器570可以使有效接通时间跟随期望接通时间。控制器570可以使用积分器来确保跟随误差为零。因此，内部反馈控制器552通常为积分器或pi控制(比例运算使该控制比只使用积分器更快)。

控制器570可以使用等式(11)和等式(12)来实现数字微分器，其中is(t)是通过一个或更多个电容器的电流。vg是整流ac输入电压vg的数字表示、tsv是执行率或采样率，并且kd是微分器增益。等式(12)的最后一项可以对通过一个或更多个电容器的电流进行补偿。在一些示例中，数字微分器可以具有高频极以滤除开关噪声。

控制器570可以被配置成基于实际接通时间564来确定块572处的总线电压580。总线电压580的示例值包括380伏或390伏。块572可以是表示qrm升压pfc的等效设备(plant)模型。块572可以不一定是控制器572的实现的一部分。设备模型可以被用于设计针对稳定的闭环操作的控制器570。控制器570可以将量化的接通时间560馈送至pwm驱动器以生成用于驱动pfc电路中的mosfet的实际接通时间564。控制器570可以根据实际接通时间564和qr编号来接通和关断pfc电路，以调节总线电压580并且确保良好的输入电流整形。控制器570可以将该开关行为建模为块572中的设备模型。

pwm驱动器可以将实际接通时间和接通实例发送至栅极驱动器，然后该栅极驱动器将接通开关和关断开关以调节总线电压580并且确保良好的输入电流整形。在块582处，控制器570可以将电阻分压器比率应用于总线电压580以计算总线电压580的缩放值590。

在加法器502处，控制器570可以基于目标总线电压500和总线电压580的缩放值590来计算误差值510。目标总线电压500可以是针对诸如380伏或400伏的期望总线电压幅度的命令。控制器570可以将缩放值590和目标值500进行比较以确定误差值510。例如，控制器570可以在加法器502处从目标值500中减去缩放值590。控制器570可以至少部分地通过求误差值510的积分来确定控制电压520。

图6和图7是示出根据本公开内容的一个或更多个方面的pfc电路的工作的时序图。控制器可以使pfc电路以不连续电流模式(dcm)工作，使得pfc电路的电感器电流降至零并且在至少短的延迟时间内保持为零。pfc电路的输出电流在pfc电路的开关关断的时段期间可以等于pfc电路的电感器电流。dcm与电感器电流在开关周期期间不会降至零的连续电流模式(ccm)不同。

图6包括四个时序图，示出了：(1)针对pfc电路的开关的栅极电压；(2)通过开关的负载电流路径的电流；(3)pfc电路的输出电流；以及(4)开关的负载电流路径两端的电压。流过开关的负载电流路径的电流可以使pfc电路的电感器通电。pfc电路的输出电流可以对pfc电路的输出电容器进行充电。电感器电流可以是通过开关的电流和输出电流的叠加或总和。因此，电感器电流可以具有从零(例如，在时段600期间)增加并且然后减小至零(例如，在时段622期间)的三角波形。

标记为tsw的开关时段604可以被限定为一个开关周期的持续时间并且等于开关频率的倒数。开关时段可以被分为接通时间600和关断时间602。关断时间可以被分为下降时间622和随后的延迟时间624。在下降时间622期间，输出电流从最大值减小至零。在随后的延迟时间624期间，输出电流保持在零幅度处或者接近零幅度。

在时间650处，控制器可以通过将开关的栅极电压减小至零或接近零来关断(例如，切换)pfc电路的开关。控制器可以基于诸如由pfc电路接收的整流电压、通过开关的电流以及pfc电路的输出电流的若干个参数来确定何时关断开关。在时间650处，开关的负载电流路径两端的电压迅速上升至取决于ac半周期的水平，如等式(13)所示。当负载电流路径两端的电压电平接近恒定水平时，该电压在时段630期间振铃或振荡。

在时间650之前，pfc电路的电感器电流被开关的负载电流路径吸收。在时间650之后，pfc电路的电感器电流由pfc电路的二极管传导，这在输出电流波形中示出。然后，负载电流路径两端的电压缓慢降低直到时间652为止。在时间650与时间652之间，pfc电路的输出电流减小至零并且负载路径电流等于零。当输出电流在时间652处达到零时，开关两端的电压开始振荡，同时输出电流保持为零。

开关两端的电压的第一最小值在时间段624期间可以是近似零伏。振荡的幅度然后逐渐衰减，经历局部最小值632、634和636。局部最小值632、634和636也可以称为谷或波谷。控制器可以在时间654处通过增加开关的栅极电压来接通(例如，切换)开关以启动新的接通时段600。控制器可以包括栅极驱动器以生成驱动信号并且将驱动信号传递至开关的控制器端子。控制器可以通过确定开关两端的电压的局部最小值来确定何时接通开关。在图6的示例中，控制器选择第三局部最小值以接通开关。

控制器可以通过检测诸如零伏或任何其他阈值水平的阈值的超越来检测开关的负载电流路径两端的电压降的局部最小值。在一些示例中，控制器可以确定时间652与时间654之间的开关两端的电压的振荡的时间段，其中时间段660可以表示振荡的时间段的一半。在控制器选择qr3模式的示例中，控制器可以确定阈值水平670的超越并且启动计时器。当计时器达到振荡的时间段的四分之一时，控制器可以接通开关，这将对应于第三局部最小值636。与在开关两端的电压降较高时接通开关相比，通过在局部最小值处接通开关，控制器减少了开关损耗。

控制器可以使用pfc电感器中的辅助绕组来检测局部最小值。控制器可以测量电感器电压的反相降压值。当pfc电路中的mosfet接通时，电感器电压可以等于为正电压的瞬时整流输入电压。当mosfet关断时，电感器电压可以等于输入电压减去输出电压(负电压)。由于辅助绕组提供反相电压值，因此辅助绕组在mosfet接通时具有负电压并且辅助绕组在mosfet关断时具有正电压。控制器可以将正电压钳位至正极限值并且控制器可以将负电压钳位至小的负电压。当该过零检测(zcd)引脚处的电压超过接近零的阈值时，控制器可以增加振荡时段的四分之一的等待时间以达到谷点。振荡时段可以为谐振振荡时段并且控制器可以测量该振荡时段。控制器可以针对振荡时段使用固定值。

控制器可以选择第n个局部最小值以接通开关，其中n是等于或大于1的整数。开关两端的电压的局部最小值也称为“准谐振”(qr)接通条件。qr开关可以通过增加开关时段604来减少针对pfc电路的工作的开关损耗。在控制器设置n等于1的示例中，dcm称为临界传导模式(crcm)或边界传导模式(bcm)。因此，bcm或crcm是dcm的特殊情况。在qr操作期间，控制器可以调节接通时间600和时间656(例如，当控制器关断开关时)。在一些示例中，控制器可以使用基于针对qr操作的ac半周期而变化的值来确定接通时间600。对于crcm操作或bcm操作，接通时间在整个ac半周期中可以具有恒定值或接近恒定值。

对于qr1操作，控制器可以在局部最小值632期间接通开关。因此，针对开关的关断时间等于时间段622和时间段660之和。在上面的等式中被标记为ton+toff的有效开关时间可以等于时间段600、622和660之和。对于qr2操作，控制器可以在局部最小值634期间接通开关。对于qr3操作，控制器可以在局部最小值636期间接通开关。控制器可以基于超过阈值水平的电压来检测第一局部最小值。之后，控制器可以对谷的数目进行计数直至达到所选择的数目为止。控制器可以被配置成设置定时器以在接近所选择的局部最小值处接通开关。

图7示出了针对qr1开关的波形，其中控制器在开关两端的电压降的第一局部最小值期间接通开关。返回参照图6示出的示例，局部最小值632是开关两端的电压降的第一局部最小值。使用具有恒定接通时间和qr1的开关方案可以带来pfc电路的良好性能。因此，利用这种开关方案可以实现接近一的功率因数。

返回至图7示出的示例，平均电感器电流714与输入电压700成比例并且同相。对于每个开关周期，电感器电流710的范围从零至最大电感器电流712。最大电感器电流712的范围从时间740处的最大值至时间742处的零。图7描绘了针对输入电压700的每个时段的十一个开关周期，但是针对每个时段可以存在任意数目的开关周期，诸如几百个或几千个的开关周期。针对电感器电流710的上升时间等于脉冲持续时间720，脉冲持续时间720是针对pfc电路的开关的接通时间。

开关频率730在基于输入电压700和由pfc电路提供的负载的相对宽的范围内变化。例如，开关频率730的范围从时间740处的最小值至时间742处的最大值。高开关频率可能是不期望的，这是因为电磁干扰和高开关损耗导致较低的效率。可能期望降低开关频率，特别是在低压线、重负载条件的期间。

本公开内容的控制器可以针对qrm或crcm操作中的pfc电路改善轻负载下的功率因数。在crcm或qrm操作中，如果存在其中参考电感器电流是可用的输入电压前馈，则对通过emi电容器的电容性电流进行补偿的方法可能会起作用。crcm控制可以通过固定qr1操作从qrm控制来获得。控制器可以在每个ac半周期内以变化的接通时间工作，而不是正常crcm控制中的恒定接通时间。

轻负载下的低功率因数可能是由流过pfc电路的输入处的emi电容器的电流引起的。因此，为了改善功率因数，将修改的电感器电流参考设置为等于输入电流减去电容性电流，而不是将电感器电流参考设置为等于输入电流，使得电感器电流参考反映pfc电路中流过的真实电流。为了近似电容性电流，控制器可以使用数字微分器来提取电容性电流波形。为了实现良好的电流整形，控制器可以将开关周期中的平均电感器电流设置成等于修改的电感器电流参考以获得期望的接通时间，如等式(9)所示。通过使有效接通时间跟随期望接通时间，控制器可以确定接通时间以调节输出电压以及实现良好的电流整形。由于qr操作和变化的开关频率，因此实际接通时间在每个ac半周期内会变化。

图8是示出根据本公开内容的一个或更多个方面的用于控制pfc电路的示例过程的流程图。参照图1示出的控制器170来描述图8的技术，然而诸如图5示出的控制器570的其他部件也可以例示类似的技术。

在图8的示例中，控制器170在节点172处接收指示pfc电路140的输入电压的第一信号(800)。控制器170可以从整流器电路120的输出节点接收第一信号。控制器170可以通过将输入电压的电压电平从几十伏或几百伏缩小至两伏或三伏的分压器电路来接收第一信号。输入电压可以为由整流器电路120接收到的电压信号、由整流器电路120生成的电压信号以及/或者由pfc电路140接收到的电压信号。

在图8的示例中，处理电路180基于第一信号来确定通过pfc电路140的一个或更多个电容器的电流的值(802)。一个或更多个电容器可以被布置在滤波器电路310和330和/或整流器电路320中，如图3所示(例如，电容器360、362、364和366)。控制器170可以使用adc将在节点172处接收到的第一信号转换为数字值。控制器170可以通过求第一信号的导数来确定电流。例如，控制器170可以求第一信号的数字值的导数并且将求导后的值乘以一个或更多个电容器的总电容以计算电流。

在图8的示例中，处理电路180基于电流的值来确定针对开关142的接通时间(804)。处理电路180可以基于电流并且还基于在节点172处接收到的第一信号的dc分量来确定开关142的期望接通时间。处理电路180可以使用积分器(例如，内部反馈控制器552)来确定开关142的实际接通时间。处理电路180可以被配置成确定哪个局部最小值用作触发器以接通开关142。

在图8的示例中，处理电路180基于接通时间来对开关142进行切换(806)。处理电路180可以使栅极驱动器190向开关142的控制端子传递使能信号，其中使能信号具有足以接通开关142的电压。处理电路180可以使用所确定的接通时间来计算局部最小值，在该局部最小值期间接通开关142。

以下编号的示例说明了本公开内容的一个或更多个方面。

示例1.一种控制功率因数校正电路的开关的控制器，其中，控制器包括第一节点，其被配置成接收指示功率因数校正电路的输入电压的第一信号。控制器还包括处理电路，其被配置成基于第一信号来确定通过pfc电路的一个或更多个电容器的电流的值。处理电路还被配置成基于电流的值来确定开关的接通时间并且基于接通时间来对开关进行切换。

示例2.根据示例1的控制器，开关的接通时间是开关的期望接通时间，并且处理电路还被配置成使用内部控制回路来基于期望接通时间确定实际接通时间。处理电路还被配置成基于实际接通时间来对开关进行切换。

示例3.根据示例1至2或其任意组合的控制器，开关是第一开关，并且控制器被配置成控制第一开关的操作、控制功率转换器的第二开关的操作，其中功率转换器耦接至pfc电路。

示例4.根据示例1至3或其任意组合的控制器，还包括第二节点，其被配置成接收指示开关的负载电流路径两端的电压降的第二信号。处理电路还被配置成检测第二信号的一个或更多个局部最小值部分。处理电路被配置成至少部分地通过基于第一信号选择一个或更多个检测到的局部最小值部分中的局部最小值部分来确定接通时间。

示例5.根据示例4的控制器，处理电路被配置成至少部分地通过在所选择的局部最小值部分期间接通开关来对开关进行切换。

示例6.根据示例4和5或其任意组合的控制器，处理电路被配置成至少部分地通过检测第二信号的一个或更多个过零来检测一个或更多个局部最小值部分。

示例7.根据示例1至6或其任意组合的控制器，处理电路被配置成至少部分地通过求第一信号的导数来确定通过一个或更多个电容器的电流的值。

示例8.根据示例7的控制器，处理电路被配置成至少部分地通过求第一信号的导数来基于pfc电路的输入电压提取通过一个或更多个电容器的电流的波形。

示例9.根据示例7至8或其任意组合的控制器，处理电路被配置成对开关进行控制以使pfc电路的输入电流与输入电压紧密匹配。

示例10.根据示例1至9或其任意组合的控制器，处理电路被配置成基于电流的值并且还基于pi控制回路的输出值或者pid控制回路的输出值来确定接通时间。

示例11.根据示例1至10或其任意组合的控制器，处理电路被配置成基于电流的值并且还基于pfc电路的电感器的电感来确定接通时间。

示例12.根据示例1至11或其任意组合的控制器，第一节点被配置成从耦接至pfc电路的整流器电路的输出节点接收第一信号。

示例13.根据示例1至12或其任意组合的控制器，处理电路被配置成在控制回路内确定开关的接通时间。处理电路还被配置成在控制回路内将所述pfc电路的输出电压与所述控制回路内的目标值进行比较。

示例14.根据示例1至13或其任意组合的控制器，处理电路还被配置成在控制回路内基于将pfc电路的输出电压与目标值进行比较来确定误差值。处理电路还被配置成在控制回路内基于求误差值的积分来确定控制电压。

示例15.一种用于控制pfc电路的开关的方法。该方法包括：接收指示pfc电路的输入电压的第一信号，并且基于第一信号来确定通过pfc电路的一个或更多个电容器的电流的值。该方法还包括基于电流的值来确定开关的接通时间，并且基于接通时间来对开关进行切换。

示例16.根据示例15的方法，开关的接通时间是开关的期望接通时间，并且方法还包括使用内部控制回路来基于期望接通时间确定实际接通时间。基于实际接通时间对开关进行切换。

示例17.根据示例15至16或其任意组合的方法，还包括：接收指示开关的负载电流路径两端的电压降的第二信号，并且检测第二信号的一个或更多个局部最小值部分。确定接通时间包括基于第一信号来选择一个或更多个检测到的局部最小值部分中的局部最小值部分。

示例18.根据示例15至17或其任意组合的方法，对开关进行切换包括在所选择的局部最小值部分期间接通开关。

示例19.根据示例15至18或其任意组合的方法，确定通过一个或更多个电容器的电流的值包括求第一信号的导数。方法还包括至少部分地通过求所述第一信号的导数，来基于pfc电路的输入电压提取通过一个或更多个电容器的电流的波形。

示例20.一种包括计算机可读介质的装置，该计算可读介质上存储有能够执行的指令，该指令被配置成能够由处理电路执行以使处理电路接收指示pfc电路的输入电压的第一信号。该指令还使处理电路基于第一信号来确定通过pfc电路的一个或更多个电容器的电流的值。该指令还使处理电路基于电流的值来确定pfc电路的开关的接通时间并且基于接通时间来对开关进行切换。

示例21.根据示例20所述的装置，指令还使处理电路接收指示开关的负载电流路径两端的电压降的第二信号，并且检测第二信号的一个或更多个局部最小值部分。用于确定接通时间的指令包括用于基于第一信号来选择一个或更多个检测到的局部最小值部分中的局部最小值部分的指令。

本公开的内容将功能归于控制器170和570以及处理电路180。控制器170和570以及处理电路180可以包括一个或更多个处理器。控制器170和570以及处理电路180可以包括集成电路、分立逻辑电路、诸如一个或更多个微处理器的模拟电路、数字信号处理器(dsp)、专用集成电路(asic)和/或现场可编门阵列(fpga)的任意组合。在一些示例中，控制器170和570以及处理电路180可以包括多个部件，诸如一个或更多个微处理器、一个或更多个dsp、一个或更多个asic或者一个或更多个fpga的任意组合以及其他分立逻辑电路或集成逻辑电路和/或模拟电路。

本公开内容中描述的技术还可以在包括非暂态计算机可读存储介质诸如存储器192的制品中被实现或编码。示例性非暂态计算机可读存储介质可以包括ram、rom、可编程rom(prom)、可擦除可编程rom(eprom)、电可擦除可编程rom(eeprom)、闪存存储器、硬盘、光盘rom(cd-rom)、软盘、磁带盒、磁介质、光学介质或任何其他计算机可读存储装置或者有形计算机可读介质。术语“非暂态”可以指示存储介质没有被体现在载波或传播信号中。在某些示例中，非暂态存储介质可以存储能够随时间变化(例如，在ram或高速缓存中)的数据。

已经描述了各种示例。这些示例和其他示例在所附权利要求书的范围内。