开关转换器和用于操作开关转换器的方法与流程

本发明的实施方式涉及电压转换电路，诸如反激式转换器。

背景技术：

开关模式电压转换器(开关模式电源，smps)被广泛用于汽车、工业或消费者电子应用中的功率转换。反激式转换器是特定类型的开关模式电压转换器，反激式转换器包括具有初级绕组和次级绕组的变压器。电子开关与初级绕组串联连接，而变压器在电子开关闭合时被磁化并且在电子开关断开时被去磁。对变压器进行磁化包括将能量存储在变压器中，并且对变压器进行去磁包括将存储的能量传递至次级绕组和耦接至次级绕组的负载。

反激式转换器可以在非连续导通模式(dcm)下操作。在这种操作模式下，在变压器已经被完全去磁时的时间与电子开关再次导通时的时间之间存在延迟时间。在该延迟时间期间，可能发生电子开关两端的电压的寄生振荡。在dcm下，反激式转换器可以在准谐振操作模式下操作，其中电子开关在电子开关两端的电压达到最小值时的那些时间处闭合。当以准谐振模式操作反激式转换器时，电子开关的开关频率发生变化，而以固定频率操作反激式转换器中的电子开关时可能导致开关损耗增加。然而，可能存在期望在dcm下以固定频率操作反激式转换器的场景。尽管开关频率是基本恒定的(固定频率谐振操作)，但是存在允许保持(准)谐振操作的构思。然而，在这种操作模式下，当在反激式转换器的次级侧处使用同步整流器时可能会出现问题。

技术实现要素：

本文描述了一种开关转换器。根据一个示例，开关转换器包括变压器，该变压器包括初级绕组、次级绕组和至少一个辅助绕组。开关转换器还包括第一电子开关，该第一电子开关耦接至初级绕组并且被配置成根据第一驱动信号使通过初级绕组的初级电流导通和关断。同步整流器电路耦接在次级绕组与开关转换器的输出节点之间。此外，开关转换器包括预磁化电路，该预磁化电路包括电容电路和第二电子开关，该第二电子开关连接在辅助绕组与电容电路之间。电容电路被配置成当第二电子开关闭合时在预磁化时段期间将第一电压施加至辅助绕组并且当第二电子开关断开时利用第二电压被(再)充电；该第二电压高于该第一电压。

此外，本文描述了一种用于操作开关转换器的方法，其中，开关转换器包括：变压器，其包括初级绕组、次级绕组和至少一个辅助绕组；以及第一电子开关，其耦接至初级绕组；同步整流器电路，其耦接在次级绕组与开关转换器的输出节点之间；以及预磁化电路，其包括电容电路和第二电子开关，该第二电子开关连接在辅助绕组与电容电路之间。根据一个示例，该方法包括：使用第一电子开关，根据第一驱动信号使通过初级绕组的初级电流导通和关断；在预磁化时段期间闭合第二电子开关以将由电容电路提供的第一电压施加至辅助绕组；以及当第二电子开关断开时利用由辅助绕组提供的第二电压对电容电路充电；其中，该第二电压高于该第一电压。

附图说明

参照以下描述和附图可以更好地理解本文描述的实施方式。附图中的部件不一定按比例绘制，而是将重点放在说明实施方式的原理上。此外，在附图中，相似的附图标记表示对应的部件。在附图中：

图1示出了反激式转换器的一个示例性实现方式。

图2包括示出了反激式转换器的准谐振操作的时序图。

图3包括示出了反激式转换器的固定频率操作的时序图。

图4示出了被配置成执行固定频率(准)谐振操作的反激式转换器的一个示例性实现方式。

图5示出了使用同步整流器的反激式转换器的一个实施方式。

图6包括示出了在图5的反激式转换器中使用的同步整流器的操作的时序图。

图7包括示出了在反激式转换器的固定频率操作期间可能发生的不期望的同步整流器的提前导通的时序图。

图8示出了可以在图5的实施方式中使用的用于避免提及的同步整流器的提前导通的改进型预充电电路的一个示例。

图9示出了可以在图5的实施方式中使用的用于避免提及的同步整流器的提前导通的改进型预充电电路的另一示例。

具体实施方式

在下面的详细描述中，参照附图。附图形成说明书的一部分并且通过图示示出了可以实践本发明的具体实施方式。应当理解的是，除非另外特别指出，否则本文描述的各个实施方式的特征可以彼此组合。

图1示出了电压转换器(开关模式电源，smps)的示例性实现方式。图1所示的电压转换器具有反激式转换器拓扑并且以下将被简称为反激式转换器。反激式转换器包括：具有被配置成接收输入电压vin的第一输入节点和第二输入节点的输入；以及具有被配置成提供输出电压vout的第一输出节点和第二输出节点的输出。耦接至输出节点的负载(图1未示出)可以分别接收在输出处获得的输出电压vout和输出电流iout。反激式转换器包括变压器20，变压器20具有初级绕组lp和与初级绕组lp磁耦接的次级绕组ls。初级绕组lp和次级绕组ls具有相反的绕组方向。电子开关t1(例如，mos晶体管)与初级绕组lp串联连接，其中，具有初级绕组lp和电子开关t1的串联电路连接在第一输入节点与第二输入节点之间以接收输入电压vin。

可选地，电容器cin——以下将被称为输入电容器——连接在输入节点之间。该输入电容器cin可以帮助滤除输入电压vin的纹波，特别是在由整流器电路(图中未示出)根据交流电压(ac电压)生成输入电压vin的应用中。因此，输入电压是dc电压并且参考第一接地节点gnd1，而输出电压参考第二接地节点gnd2。

图1的反激式转换器还包括连接在次级绕组ls与输出之间的整流器电路30。在图1所示的实施方式中，该整流器电路30包括具有诸如二极管的整流器元件dr和电容器cr的串联电路。该串联电路与次级绕组ls并联连接，其中，输出电压vout可以在电容器cr的两端获得。然而，这仅是整流器电路30的简化示例性实现方式。也可以使用整流器电路30的其他实现方式并且示例将在稍后讨论。

控制电路10被配置成基于从反馈电路(控制回路)接收到的反馈信号sfb来驱动电子开关t1。反馈电路可以包括接收输出电压vout的滤波器40(包括例如，pid调节器)和发送器电路oc。在图1所示的实施方式中，滤波器40在变压器20的次级侧上，并且发送器oc穿过电流隔离从次级侧向初级侧发送滤波器40的输出信号，而发送器oc的输出信号是由控制电路10接收到的反馈信号sfb。滤波器40被配置成根据输出电压和参考信号(图1中未示出)生成误差信号并且基于该误差信号生成反馈信号sfb。这通常是已知的，使得在这方面不需要进一步的详细说明。

根据一个实施方式，滤波器40具有比例(p)特性、比例积分(pi)特性、比例积分微分(pid)特性之一。根据另一实施方式(未示出)，滤波器40和发送器oc在反馈回路中的位置被互换，使得发送器穿过电流隔离从次级侧向初级侧发送表示输出电压vout的信号，并且滤波器接收由发送器发送的信号并生成反馈信号sfb。在所示的实施方式中，发送器oc包括光耦合器。然而，这仅是示例。也可以使用适合于经由电流隔离(也被称为势垒)发送信号的其他发送器。这种发送器的示例包括具有诸如无芯变压器的变压器的发送器。

控制电路10被配置成以脉冲宽度调制(pwm)方式操作电子开关t1。根据一个实施方式，电子开关t1为晶体管。在图1中所示的实施方式中，晶体管为mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管)，特别是n型mosfet。然而，这仅是示例。也可以使用其他类型的晶体管诸如igbt(绝缘栅双极晶体管)、jfet(结型场效应晶体管)、bjt(双极结型晶体管)或p型mosfet。

下面参照图2说明操作图1中所示的反激式转换器的一个方式。图2示出了电子开关t1的负载路径两端的负载路径电压vds、变压器20的辅助绕组laux两端的辅助电压vaux、由电子开关t1从控制电路10接收到的驱动信号s1、通过电子开关t1的负载电流ip(变压器20的初级电流)以及变压器20的磁化强度mtr的时序图。在图1所示的mosfett1的情况下，负载路径电压vds是漏源电压并且负载电流ip是漏源电流。驱动信号s1由mosfett1的栅极节点接收。驱动信号s1可以具有导通电子开关t1的第一信号电平和关断电子开关t1的第二信号电平中的一个。以下将第一电平称为导通电平并且将第二信号电平称为关断电平。仅出于说明的目的，在图2的图中驱动信号s1的导通电平被绘制为高信号电平，并且关断电平被绘制为低电平。

参照图2，操作反激式转换器包括多个连续的驱动周期，其中，在每个驱动周期中，控制电路10导通电子开关t1达导通时段ton1，并且在导通时段ton1之后，关断电子开关t1达关断时段toff。在图2中所示的实施方式中，这些驱动周期之一在时间t1处开始并且在时间t4处结束，时间t4是下一驱动周期开始时的时间。在导通时段ton1期间，输入电压vin使负载电流ip流过初级绕组lp和电子开关t1，从而使初级电流ip的电流电平在导通时段ton1期间增加。这样增加初级电流ip与增加变压器20的磁化强度mtr相关联，而这种磁化强度与将能量磁性地存储在变压器20中(更确切地说，在变压器20的气隙中)相关联，而所存储的能量随着初级电流ip增加而增加。在导通时段ton1期间，电子开关t1的负载路径电压vds基本上为零，并且初级绕组lp两端的电压基本上等于输入电压vin(忽略电子开关t1导通时电子开关t1两端的电压降)。在图1中所示的实施方式中，辅助绕组laux和初级绕组lp具有相反的绕组方向。在这种情况下，辅助电压vaux的电压电平由如下给出：

vaux＝-(naux/np)·vp,(1)

其中，naux表示辅助绕组laux的绕组的数目，np表示初级绕组lp的绕组的数目，并且vp是初级绕组lp两端的电压。因此，在导通时段ton1期间，辅助电压vaux的电压电平为-naux/np·vin(在开关导通时vp≈vin)。

在电子开关t1关断时，存储在变压器20中的能量被传递至次级绕组ls、整流器电路30并且最终被传递至负载。这使得变压器20被去磁。在图2中，tdemag表示变压器20被去磁的时间段。也就是说，在tdemag期间，能量被传递至变压器20的次级侧。在该时间段tdemag——以下也被称为去磁时段——中，负载路径电压vds基本上等于输入电压vin加上反射电压vreflect。反射电压vreflect基本上由如下给出：

vreflect＝np/ns·(vout+vr),(2)

其中，np是初级绕组lp的绕组的数目，ns是次级绕组ls的绕组的数目，并且vr是整流器电路30两端的电压。整流器电路30两端的电压vr取决于通过次级绕组ls的电流is(次级电流)的电流电平。该电流is在去磁时段tdemag期间减小，使得反射电压vreflect减小并且在去磁时段tdemag结束时达到np/ns·vout。

在所谓的准谐振(qr)模式下，在变压器20已经被完全去磁时的时间t3与下一驱动周期开始，即，电子开关t1被再次导通时的时间t4之间存在延迟时间。在该时间段中，负载路径电压vds振荡。这是由于寄生谐振电路引起的，寄生谐振电路包括初级绕组lp和电子开关t1的寄生电容。这样的寄生电容可以由电容器cds(参见图1)表示，电容器cds与电子开关t1的负载路径并联连接。在qr模式下，在变压器20已经被去磁之后，控制电路10在负载路径电压vds达到最小值vdsmin1时导通电子开关t1。然而，最小电压vdsmin1的电压电平可能相对高使得可能发生相对高的开关损耗。这些开关损耗包括，例如，与对电子开关t1的寄生电容进行放电相关的损耗。这些损耗越高，在导通电子开关t1的时间t1处电压vds的电压电平越高。此外，准谐振模式下的开关频率发生变化并且尤其取决于导通时段ton1。然而，存在其中开关频率的这种变化是不期望的并且期望以预定义频率操作反激式转换器的应用。该预定义频率可以是固定的或者可以取决于负载的功耗。

图3示出了提供以预定义频率切换电子开关t1并且提供低开关损耗的方法的时序图。图3示出了负载路径电压vds、辅助电压vaux、电子开关t1的驱动信号s1、电子开关t1的负载电流ip和变压器20的磁化强度mtr的时序图。磁化强度分别表示变压器20的芯(未示出)中的磁通量和磁通量密度。

在图3中所示的示例中，在将电子开关t1导通达导通时段ton1(参见图3，驱动信号s1)之前，变压器20在每个驱动周期中被预磁化达预磁化时段ton2(参见图3，驱动信号s2)。在预磁化变压器20之后，在再次导通电子开关t1之前等待第一延迟时间tdel1。预磁化变压器20可以包括导通与电子开关t1不同的另一电子开关。这种另一电子开关的示例在下文中更详细地说明。

以下，与初级绕组lp串联连接的电子开关t1将被称为第一电子开关，并且用于预磁化变压器20的另一电子开关将被称为第二电子开关。用于驱动该第二电子开关的驱动信号s2也在图3中示出(参见图3，从顶部起的第三时序图)。根据图3的示例，高电平表示导通第二电子开关以预磁化变压器20的导通电平，并且低电平表示关断第二开关的关断电平。预磁化变压器20包括对变压器20进行磁化，使得在导通第一电子开关t1之后，初级电流ip立即为负(正初级电流的方向由图1所示的箭头指示)。初级电流ip保持为负直到变压器20被去磁(即，预磁化被补偿)为止。因此，磁化强度mtr在导通时段ton1期间也会改变其极性(参见图3，第六时序图)。在图3中，t11表示磁化强度mtr为零并且改变其极性时的时刻。以下，在预磁化时段ton2中获得的磁化强度(磁通量)mtr将被称为负磁化强度，并且在时间t11之后的磁化强度将被称为正磁化强度。

负预磁化变压器20包括将能量磁性地存储在变压器20中。在预磁化时段ton2之后，即，在第一延迟时间tdel1(在预磁化时段ton2与导通时段ton1之间)期间，存储在变压器20中的能量和电子开关t1的寄生电容cds(参见图1)中的能量引起电子开关t1的电压vds的振荡(参见图3，第一时序图)。与之前参照图2所说明的去磁时段tdemag结束时的振荡的幅度相比，由于变压器20被负磁化，因此该振荡的幅度更高。因此，电压vds在第一延迟时间tdel1期间达到的电压最小值vdsmin2比电压vds在去磁时段tdemag结束之后达到的最小值vdsmin1低。根据一个实施方式，第一延迟时间tdel1被选择成使得第一电子开关t1在负载路径电压vds达到最小值vdsmin2时导通。该第一延迟时间tdel1由控制电路10控制。

在导通时段ton1的开始处，在预磁化时段ton2期间存储在变压器20中的能量被分别传递至输入和输入电容器cin。其中所述能量被传递至输入的时间段由其中初级电流ip为负(参见图3，第五时序图)的时间段表示。当初级电流ip在时刻t11处达到零(并且磁化强度mtr达到零)时变压器20被去磁。在时刻t11之后，变压器20被正磁化直到第一电子开关t1在时间t2处关断为止。在导通时段ton1之后，在去磁时段tdemag期间，存储在变压器20中的能量被传递至次级绕组ls、整流器电路30和负载，如之前参照图1和图2所说明的。

当如图3所示操作反激式转换器时，开关损耗比qr模式(参见图2)下低，这是因为第一电子开关t1以较低电平的电压vds导通，也就是以与qr模式下的vdsmin1相对的vdsmin2导通。预磁化变压器20不与显著损耗相关联，这是因为用于对变压器20进行预磁化的能量被反馈回输入并且因此由输入电容器cin进行缓冲。电压电平vdsmin2尤其取决于预磁化时段ton2，其中，电压电平vdsmin2随着预磁化时段ton2增加而减小。根据一个实施方式，预磁化时段ton2被调整成使得第二最小值vdsmin2的电压电平高于零。电子开关t1可以具有寄生电容cds(参见图1)，寄生电容cds随着负载路径电压vds减小而增加。因此，期望的电压电平vdsmin2越低，预磁化时段ton2内要被存储在变压器20中的能量不相称地增加，在第一延迟时间tdel1期间需要其(该能量)以对寄生电容进行放电。根据一个实施方式，预磁化时段ton2被设置成使得电压电平vdsmin2在5伏与50伏之间。

在每个驱动周期中，预磁化时段ton2可以在去磁时段tdemag之后的任意时间开始。也就是说，不需要在去磁时段tdemag之后发生电压vds的振荡的特定相位处开始预磁化时段ton2。因此，变压器20可以以预定义(固定)频率被预磁化。也就是说，在一个驱动周期中的预磁化时段ton2的开始与连续驱动周期中的预磁化时段ton2的开始之间的时间段t可以是恒定的。例如，如果预磁化时段ton2在每个驱动周期中基本相同并且第一延迟时间tdel1在每个驱动周期中基本相同，则第一电子开关t1的开关频率等于变压器被预磁化的预定义(固定)频率f＝1/t。因此，图3所示的用于操作反激式转换器的构思可以提供反激式转换器中的电子开关t1的固定频率谐振操作。“固定频率谐振操作”意味着开关频率在反激式转换器的操作期间基本恒定、与负载的功耗无关，同时可以保持准谐振操作的优点。根据另一实施方式，控制器10被配置成基于连接至反激式转换器的负载的功耗来改变开关频率，其中，开关频率可以随着功耗减小而减小。负载的功耗由反馈信号sfb表示。

取决于反馈信号sfb并且因此取决于连接至反激式转换器的输出的负载的功耗，可以以常规方式来控制第一电子开关t1的导通时段ton。当负载的功耗增加时，导通时段ton1变得较长。因此，去磁时段tdemag变得较长并且第二延迟时间tdel2变得较短(参见图3，第六时序图)。相反，如果负载的功耗减小，则导通时段ton1变得较短。因此，去磁时段tdemag变得较短并且第二延迟时间tdel2变得较长。

在图3中，tosc表示去磁时段tdemag之后发生电压vds的寄生振荡的时段。该时段tosc基本上等于引起电压vds减小的第一延迟时间tdel1期间的寄生振荡的时段。第一延迟时间tdel1可以基本上是振荡时段的四分之一，即tosc/4(参见图3，第一图和第六图)。该振荡时段tosc取决于输入电压vin的电压电平。因此，根据一个实施方式，根据输入电压vin的电压电平调整第一延迟时间tdel1。输入电压vin的电压电平在反激式转换器的操作期间通常为恒定或者仅缓慢地改变。因此，电压电平可以被假定成在多个随后的驱动周期中基本恒定，并且根据输入电压vin调整第一延迟时间tdel1不会影响第一电子开关t1以所提及的预定义频率f＝1/t操作。上述同样适用于根据输入电压vin调整预磁化时段ton2。根据一个实施方式，预磁化时段ton2被调整成使得其随着输入电压vin的电压电平增加而变得较长。

可以在一个驱动周期的第二延迟时间tdel2期间测量振荡时段tosc，并且基于该测量，可以在一个或更多个随后的驱动周期中调整第一延迟时间tdel1。如参照上述，振荡时段tosc取决于输入电压vin的电压电平并且该电压电平为恒定或者仅缓慢地改变，因此不在每个驱动周期中测量振荡时段tosc可以是足够的(而是仅偶尔测量)。

可以使用辅助电压vaux(参见图1)来测量振荡时段tosc。测量振荡时段tosc可以包括：检测辅助电压vaux变为零时的那些时刻；以及测量辅助电压vaux第一次达到零的时刻t31与辅助电压vaux第三次达到零的时刻t32之间的时间段。根据另一实施方式，测量辅助电压vaux达到零的两个随后时刻之间的时间差。该时间对应于振荡时段tosc的一半，即，tosc/2。基于此，可以确定振荡时段tosc。

图3所示的构思可以以不同的方式实现。根据一个实施方式，预磁化时段ton2按照预定义频率f＝1/t开始。参照上述，预定义频率可以是固定的或者可以取决于负载的功耗。时钟信号sclk可以用于限定这些预磁化时段ton2的开始。在图3中，t01和t4表示预磁化时段开始的那些时刻。预磁化时段ton2、第一延迟时间tdel1和导通时段ton1可以如上面所说明的进行调整。去磁时段tdemag和第二延迟时间tdel2取决于导通时段ton1并且自动地进行调整，如下式：

tdel2+tdemag＝t–(ton1+tdel1+ton2).(3)

根据另一实施方式，导通时段ton1按照预定义频率f＝1/t开始，预定义频率f＝1/t可以是固定的或者取决于负载的功耗。也就是说，控制电路10以预定义频率导通第一电子开关t1。时钟信号sclk可以用于限定导通时段ton1开始时的那些时间，即，电子开关t1导通时的那些时间。在图3中，t1和t5表示导通时段ton1开始的那些时间。再次，导通时段ton1、预磁化时段ton2和第一延迟时间tdel1可以如上面所说明的进行调整。基于这些参数并且基于一个驱动周期的时段t，可以计算出预磁化时段ton2开始的时间。在图3的示例中，一个导通时段ton1的开始与下一预磁化时段ton2的开始之间的时间段等于导通时段ton1加上去磁时段tdemag加上第二延迟时间tdel2(ton1+tdemag+tdel2)。如下根据一个驱动周期的周期t、预磁化时段ton2和第一延迟时间tdel1可以容易地计算出该时间段。

ton1+tdemag+tdel2＝t-(ton2+tdel1).(4)

根据又一实施方式，通过调整(计算)第二延迟时间tdel2来分别调整一个驱动周期的周期t和开关频率(其为1/t)。参照图3，一个驱动周期的周期t由如下给出：

t＝ton1+tdemag+tdel2+ton2+tdel1,(5a)

而导通时段ton1、预磁化时段ton2和第一延迟时间tdel1可以如上面所提及的进行调整(计算)。去磁时段tdemag根据导通时段ton1自动地进行调整。因此，考虑到参数ton1、ton2和tdel1(通过控制器10)被调整并且tdemag自动地调整，可以通过调整第二延迟时间tdel2来调整一个驱动周期的期望周期t。在这种情况下，不需要分别限定导通时段ton1或预磁化时段ton2的开始的时钟信号(即，时钟信号是可选的)。基于等式(5a)，第二延迟时间tdel2可以被如下计算：

tdel2＝t-(ton1+tdemag+ton2+tdel1).(5b)

期望的驱动周期的周期t可以是固定的或者可以取决于负载的功耗。在后者的情况下，驱动周期的周期t可以随着功耗减小而增加，使得开关频率随着功耗减小而减小。

基于等式(5a)和等式(5b)调整第二延迟时间tdel2并且因此调整驱动周期的周期t(开关频率)需要测量去磁时段tdemag。测量去磁时段可以包括测量在时间t2处导通时段ton1的结束与变压器已经被去磁时的时间t3之间的时间段。时间t2是驱动信号s1切换至关断电平时的时间。此外，时间t2由预磁化时段ton2开始时的时间加上预磁化时段ton2、第一延迟时间tdel1和导通时段ton1给出。后者如上面所说明的进行调整(计算)。如由第二延迟时间tdel2所限定的，一个驱动周期在预磁化时段ton2的开始处开始。

根据一个实施方式，通过调整第三延迟时间tdel2'来调整驱动周期的周期t。参照图3，该第三延迟时间tdel2'等于第二延迟时间tdel2减去振荡时段tosc的四分之一。即，

tdel2'＝tdel2-tosc/4.(6)

基于等式(5b)和(6)，第三延迟时间tdel2'可以被如下计算：

tdel2'＝t-(ton1+tdemag+tosc/4+ton2+tdel1).(7)

换句话说，考虑到ton1、ton2和tdel1如上面所说明的进行调整并且tdemag和tosc/4自动地调整，可以通过调整第三延迟时间tdel2'来调整驱动周期的周期t。调整第二延迟时间tdel2并且因此基于等式(7)调整驱动周期的周期t(开关频率)需要测量去磁时段tdemag加上一个振荡时段tosc的四分之一。测量去磁时段tdemag加上一个振荡时段tosc的四分之一可以包括：在时间t2处检测导通时段ton1的结束；以及检测在导通时段ton1结束之后辅助电压vaux何时第一次跨过零。在图3中，t31表示在导通时段ton1结束之后辅助电压vaux第一次跨过零的时间。

图4示出了使用如上面参照图3所讨论的恒定频率开关构思的反激式转换器的示例。图4所示的反激式转换器与图1的反激式转换器基本上相同。然而，图4所示的反激式转换器具有附加的供应电路50，供应电路50耦接至辅助绕组laux并且被配置成生成用于控制电路10的供应电压vcc。供应电路50包括具有诸如二极管的整流器元件ds和与辅助绕组laux并联连接的电容器cs的串联电路。在本示例中，上面在图3的讨论中所提及的第二电子开关是与二极管ds并联连接的电子开关t2。供应电压vcc可以在电容器cs两端获得。第二电子开关t2接收由控制电路10提供的第二驱动信号s2。如上面所说明的，该驱动信号s2限定了变压器20的预磁化时段(参见图3)。

上面已经参照包括在图3中的时序图说明了图4的反激式转换器的一种操作方式。在去磁时段tdemag期间，能量不仅被传递至次级绕组ls、整流器电路30和负载，而且经由辅助绕组laux和二极管ds被传递至供应电路50的电容器cs。在预磁化时段ton2期间，控制电路10闭合第二电子开关t2。这使得变压器20被预磁化，而在预磁化时段ton2期间存储在变压器20中的能量是从供应电路50的电容器cs获取的。

可选地，控制电路10可以经由电阻器rin接收输入电压vin。由控制电路10接收到的输入电压vin可以被用于在电子开关t1第一次被导通之前，即，在反激式转换器启动之前，供应控制电路10。另外地，控制电路10可以使用关于输入电压vin的电平的信息来分别控制预磁化时段ton2和第一延迟时间tdel1。可替选地，可以通过如上面进一步所讨论的测量振荡时段tosc来调整第一延迟时间tdel1。

可以使用专用模拟电路或者使用硬件和软件来实现控制电路10。根据一个实施方式，控制电路包括微处理器或微控制器，在微处理器或微控制器上执行被配置成执行参照图3所说明的方法的软件。

控制电路10可以在电流模式(cm)下操作。在这种情况下，控制电路10从与第一电子开关t1串联连接的电流感测电阻器rcs接收电压vcs。该电压vcs与初级电流ip成比例。在该实施方式中，控制电路10被配置成基于电压vcs和反馈信号sfb对导通时段ton1进行调整以便调节输出电压。该类型的调节通常被称为“电流模式控制”。根据另一实施方式，控制电路10被配置成仅基于反馈信号sfb来计算导通时段ton1。

如上面所讨论的，变压器20在每个驱动周期的预磁化时段ton2期间(参见图3)的预磁化由包括在图4的示例中的供应电路50中的电子开关t2触发。因此，供应电路50具有两个功能/目的，也就是，第一，用于生成用于控制电路10的供应电压vcc，以及第二，用于使用辅助绕组laux对变压器20进行预磁化。在图5(其与图5的先前示例非常类似)的示例中，这两个功能被分离。因此，在图5的示例中，供应电路50仅被配置成生成用于控制电路10的供应电压vcc，而预磁化的功能由耦接至另一辅助绕组laux'的预磁化电路60实现。因此，供应电路50基本上包括串联耦接的二极管ds和电容器cs，其中，该串联电路并联连接至辅助绕组laux。供应电压vcc是电容器cs两端的电压。预磁化电路60包括电容器cpm和在本示例中被实现为mos晶体管的第二电子开关t2。电子开关t2耦接在电容器cpm与另一辅助绕组laux'之间，使得当电子开关t2闭合时电容器cpm和另一辅助绕组laux'并联连接。当电子开关t2断开时，mosfett2的本征反向二极管允许以与对供应电路的电容器cs进行充电的方式类似的方式对电容器cpm进行充电。

图5的示例还包括由并联连接至辅助绕组laux的电阻器r1和电阻器r2组成的分压器。与图5的先前示例不同，控制电路接收缩放的电压vaux'≈vaux·r2/(r1+r2)。可选地，小电容器c2可以并联连接至电阻器r2。

除了上面描述的方面(预磁化电路60与供应电路50、分压器r1、分压器r2的分离)以外，图5的反激式转换器的初级侧与图5的先前示例中的反激式转换器的初级侧基本相同并且参照上面的描述。在次级侧，整流器电路30以与先前示例不同的方式实现。尽管在图4的示例中，简单的二极管被用作整流元件(参见图4，二极管dr)，但是图5的整流器电路30包括基本上由晶体管tsr(例如，mosfet)和控制器电路31组成的所谓的同步整流器。同步整流器用于代替普通硅二极管，这是因为mosfettsr在被导通时导致与硅二极管相比显著较低的正向电压并且因此改善了功率耗散。然而，同步整流器需要控制器电路(图5，控制器电路31被标记为“sr控制器”)，该控制器电路在正确的时刻导通和关断mosfet。用于同步整流器的控制器电路是已知的并且可以从各个制造商获得(例如，来自安森美半导体(onsemiconductor)的同步整流器控制器ncp4304)。控制器电路31可以被配置成监测晶体管tsr的负载电流路径两端的电压vsr(即，在mosfet的情况下的漏源电压)并且在电压vsr下降至零时使mosfettsr导通。换句话说，mosfettsr在电压vsr的下降沿被检测到时导通。控制器电路31在电压vsr变为正之前不久再次关断mosfet。

sr控制器电路31如何切换mosfettsr的一个示例由包括在图6中的时序图示出。顶部图示出了mosfettsr的负载电流路径两端的电压vsr的一个示例性波形，而底部图示出了由sr控制器电路31生成并且向mosfettsr的栅极供应的相应栅极信号vgsr。如图6所示，mosfettsr的导通由低于阈值电平vsrth(图6中的时刻ton)的电压vsr来触发。可以使用各种构思来检测mosfettsr再次被关断的时刻toff。应注意的是，阈值电平vsrth可以接近于零(正或负)或者为零。不同的阈值可以用于检测mosfettsr的导通时间和关断时间。例如，用于确定导通时间的阈值可以为负，例如，-0.2v，而用于确定关断时间的阈值可以为零伏。

再次参照图5，显然，晶体管tsr的负载电流路径两端的电压vsr等于输出电压vout与次级绕组ls两端的电压降vls之间的差。假设输出电压是基本恒定的或仅缓慢地改变，则电压vsr的下降沿(参见图6，顶部图)也存在于次级绕组ls两端的电压vls中。

当在其中不需要预磁化电路60的常规qr模式(参见，例如图2)下操作时，图5所示的电路并且特别地整流器电路30(同步整流器)如上面所讨论的进行操作。然而，当以固定频率谐振模式操作时，即，在如上面参照图3所讨论的固定频率操作期间，可能会发生问题。变压器20的负预磁化产生负磁化强度梯度(参见图3，t01与t02之间的磁化强度mtr)。该负磁化强度梯度引起电压vls在预磁化时段ton2期间以与去磁时段tdemag期间类似的方式下降，在去磁时段tdemag期间磁化强度梯度也为负。所提及的预磁化时段ton2期间电压vls的下降可能触发包括在整流器电路30中的电子开关tsr的不期望的导通。这种不期望的导通可以导致不期望的短路(直通)，这可以破坏同步整流器的mosfettsr。此外，取决于实现方式，mosfettsr的提前导通也可以损坏或破坏第一电子开关t1。通常，sr控制器31被配置成导通mosfettsr并且使mosfettsr保持导通状态达最小导通时间以便避免不期望的切换。在该最小导通时间期间，第一电子开关t1也被导通，然后直通(短路)发生，这可能会破坏mosfettsr和第一电子开关t1两者。

上述不期望的由同步整流器控制器电路31进行的晶体管tsr的导通也由包括在图7中的时序图示出。图7中的(从顶部起的)前三个时序图也包括在图3中(尽管仅示出了一个周期)。这些图示出了分别用于第一电子开关t1和第二电子开关t2的驱动信号s1和s2的示例性波形。第四个时序图示出了同步整流器电路30的晶体管tsr两端的电压vsr的对应波形，并且第五个图是由同步整流器控制器电路31生成的相应驱动信号(栅极信号)vgsr。如图7中可以看出，预磁化时段ton2期间的预磁化导致电压vsr的下降，相应下降沿被同步整流器控制器电路31检测到，因而同步整流器控制器电路31在用于晶体管tsr的驱动信号vgsr(栅极信号)中生成不正确的高脉冲。如上所述，可以设计(或需要设计)sr控制器使得mosfettsr(即，sr开关)保持导通状态达最小时间段tmin以便避免不期望的切换。可能发生其中该最小时间段tmin与第一电子开关t1的导通时段ton1交叠的情况。在这种情况下，当两个开关t1和tsr都导通时，变压器实际上会短路并且两个开关t1和tsr可能会被损坏或破坏。在图7所示的情况下，虚线示出了最小时间段tmin并且在第一电子开关t1导通时的时间t1处发生短路。

如上所述，晶体管tsr的负载电流路径两端的电压vsr等于输出电压vout与次级绕组ls两端的电压vls之间的差(vsr＝vout-vls)。在预磁化时段ton2期间，次级绕组ls两端的电压vls基本上与另一辅助绕组laux'两端的电压vpm成比例。因此，

vsr＝vout-vpm·ns/naux',(8)

其中，ns表示次级绕组ls的绕组的数目并且naux'表示另一辅助绕组laux'的绕组的数目。

如从等式(8)可以看出，在预磁化时段ton2期间，可以通过减小施加至另一辅助绕组laux'的电压vpm来减小引起所提及的电压信号vsr的下降的电压摆动。为了避免包括在同步整流器电路30中的晶体管tsr的不期望的提早导通，下面描述的实施方式包括改进型预磁化电路60。这些预磁化电路被配置成在预磁化时段ton2期间将电压vpm施加至另一辅助绕组laux'，电压vpm如此低使得产生的晶体管tsr两端的电压vsr的下降不能触发晶体管tsr的导通。

在图8的实施方式中，预磁化电路60不仅包括单个电容器(如图5的示例所示)，而且包括包含第一电容器cpm1、第二电容器cpm2和三个二极管dp1、dp2和dp3的更复杂的电容电路。电容器cpm1、cpm2通过二极管dp1、dp2和dp3耦接，使得当电容电路经由晶体管的本征反向二极管dr充电时，电容器cpm1、cpm2有效地串联连接(经由二极管dp3)。因此，电容器cpm1、cpm2形成电容分压器，其中，每个电容器两端的电压为约vpm/2(当忽略二极管两端的电压降时)。二极管dp1、dp2反向偏置并且因此在电容器cpm1、cpm2充电时阻断。在预磁化时段ton2期间，晶体管t2被导通，并且在这种情况下，二极管dp3被反向偏置并阻断，并且因此电容器cpm1、cpm2有效地并联连接。因此，在预磁化时段ton2期间，电压vpm/2被施加至另一辅助绕组laux'，该电压vpm/2足够低以避免不期望的同步整流器的提前触发。

在图9的实施方式中，预磁化电路60包括电容器cpm，电容器cpm可以在第二电子开关t2关断的同时经由二极管dp3充电。由于二极管dp3两端的电压降(正向电压vf≈0.7v)，电容器被充电至等于vpm-vf的电压。在预磁化时段ton2期间，晶体管t2被导通，并且在这种情况下，二极管dp3被反向偏置。因此，上述电压vpm-vf经由二极管dp1被施加至另一辅助绕组laux'，该二极管dp1有效地串联连接至电容器cpm。当二极管dp1引起vf的另一电压降时，另一辅助绕组“看到”vpm-2vf的电压电平。如果该电平不是足够低以避免(或减小)同步整流器电路30中的晶体管tsr两端的电压vsr的下降，则二极管dp1可以由两个或更多个二极管的串联电路替代。

在两个实施方式(图8和图9)中，预磁化电路60包括电容电路，该电容电路被充电升至最大电压电平vpm(电容电路被充电的同时第二电子开关t2关断)。然而，在将存储在电容电路中的能量释放至另一辅助绕组laux'中时(即，预磁化时段ton2期间，参见图3)，施加至另一辅助绕组laux'的最大电压低于充电阶段中的最大电压电平vpm。

尽管已经相对于一个或更多个具体实施方式示出和描述了各种实施方式，但是可以在不脱离本文所叙述的特征和结构的精神和范围的情况下对所示出的示例进行变更和/或修改。特别地关于由上述部件或结构(单元、组件、设备、电路、系统等)执行的各种功能，除非另外指示，否则用于描述这样的部件的术语(包括对“装置”的引用)旨在对应于执行所描述的部件的指定功能的任何部件或结构(例如，在功能上等同)，即使在结构上不等同于执行本文示出的本公开内容的示例性实现方式中的功能的所公开结构也是如此。