一种反激变换器的控制方法及其控制电路与流程

本发明属于开关电源技术领域，涉及一种反激变换器的控制方法，以及能够实现该控制方法的一种反激变换器的控制电路。

背景技术：

反激式(flyback)变换器又称单端反激式或"buck-boost"变换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。反激式变换器以其电路结构简单，成本低廉，在小功率电源以及各种电源适配器中应用广泛。

反激变换器能量的传输有多种控制方法，比如常用的闭环控制是次级通过光耦调节反激变换器输出电压的反馈信号fb的电压实现的，即fb的电压决定了能量的传递。除此之外还包括多种控制模式，比如连续模式(ccm)、准谐振模式(qr)、断续模式(dcm)等多种控制模式。各种控制模式对应不同的开关频率，而开关频率又对应开关损耗，直接影响反激变换器的转换效率。特别是准谐振模式，随着负载的减小开关频率会增高，开关损耗占比也会增大。

所以根据能量传递的大小，需要对开关频率进行进一步的控制，加入降频控制策略是必要的。如图7是一种降频控制策略，即根据反激变换器输出电压的反馈信号fb的值调节开关频率。虽然反馈信号fb的值和能量的传递有直接的关系，具有单调性。但是由于有线电压补偿、斜波补偿等因素的影响，使得反馈信号fb和负载大小并非线性关系，用反馈信号fb作为降频的条件存在局限性，无法实时精准地进行调整。

技术实现要素：

针对上述传统反激变换器开关频率控制方法中利用反馈信号fb调节开关频率存在的局限性问题，本发明提出了一种基于能量检测反馈的频率控制模式用于调整反激变换器的开关频率，依据反激变换器的次级电流信息或次级功率信息实时调整开关频率。

本发明的技术方案为：

一种反激变换器的控制方法，包括如下步骤：

步骤一、提取与所述反激变换器次级电流信息或次级功率信息成正比的控制信号；

步骤二、根据步骤一获得的所述控制信号调整所述反激变换器的开关频率，所述控制信号越大，所述反激变换器的开关频率越高。

具体的，所述反激变换器包括原边绕组单元、次级绕组单元和辅助绕组单元，其中原边绕组单元包括原边绕组、开关管和原边电流检测电阻，原边绕组一端连接供电电压，另一端连接开关管的一端，开关管的另一端通过原边电流检测电阻后接地；辅助绕组单元包括辅助绕组、第一电阻和第二电阻，辅助绕组一端接地，另一端通过第一电阻和第二电阻的串联结构后接地；

所述步骤一中提取与所述反激变换器次级电流信息成正比的控制信号的具体方法如下：

步骤1.1、在开关管关闭时，对原边电流检测电阻上的电压信号进行采样保持，获得原边电流检测电阻上的电压信号的峰值电压；

步骤1.2、在开关管开启之后，对原边电流检测电阻上的电压信号进行采样保持，获得原边电流检测电阻上的电压信号的谷值电压；

步骤1.3、对步骤1.1和步骤1.2获得的原边电流检测电阻上的电压信号的峰值电压和谷值电压求和后乘以系数k，获得第一中间信号；

步骤1.4、在次级续流阶段将所述第一中间信号通过rc滤波获得所述与反激变换器次级电流信息成正比的控制信号。

具体的，所述步骤一中提取与所述反激变换器次级功率信息成正比的控制信号的具体方法为：在步骤1.3中对所述原边电流检测电阻上的电压信号的峰值电压和谷值电压求和后乘以系数k再乘以次级电压的反馈信号，获得第二中间信号；步骤1.4中在次级续流阶段将所述第二中间信号通过rc滤波获得所述与反激变换器次级功率信息成正比的控制信号；

其中所述次级电压的反馈信号为在开关管关闭时对所述辅助绕组单元中第一电阻和第二电阻的串联点处信号进行采样保持获得。

具体的，所述步骤1.4中确定次级续流阶段的续流时间的方法为：对所述辅助绕组单元中第一电阻和第二电阻的串联点处信号进行续流检测获得的续流时间即为所述次级续流阶段的续流时间。

具体的，所述步骤二中调整所述反激变换器的开关频率的具体方法为：在所述反激变换器中开关管关闭期间利用由所述控制信号控制的电压控电压源对第一电容充电，当第一电容上的电压大于基准电压时使能所述反激变换器中开关管开启并控制所述第一电容放电；所述控制信号越大对第一电容充电越快，开关管的开关周期越小，开关频率越大。

本发明还提出了实现上述控制方法的控制电路的技术方案：

一种反激变换器的控制电路，所述反激变换器的控制电路包括控制信号产生模块和开关频率控制模块，所述控制信号产生模块用于产生与所述反激变换器次级电流信息或次级功率信息成正比的控制信号，所述开关频率控制模块用于根据所述控制信号调整所述反激变换器的开关频率，所述控制信号越大，所述反激变换器的开关频率越高。

具体的，所述反激变换器包括原边绕组单元、次级绕组单元和辅助绕组单元，其中原边绕组单元包括原边绕组、开关管和原边电流检测电阻，原边绕组一端连接供电电压，另一端连接开关管的一端，开关管的另一端通过原边电流检测电阻后接地；辅助绕组单元包括辅助绕组、第一电阻和第二电阻，辅助绕组一端接地，另一端通过第一电阻和第二电阻的串联结构后接地；

所述控制信号产生模块包括续流检测单元、第一采样保持单元、第二采样保持单元、加法器、乘法器、第一开关、第二开关、第三电阻和第二电容，

所述续流检测单元的输入端连接第一电阻和第二电阻的串联点，其输出端产生续流时间信号；

所述第一采样保持单元的控制端连接开关管的栅极驱动信号，其采样端连接所述原边电流检测电阻上的电压信号，其输出端连接加法器的第一输入端；

所述第二采样保持单元的控制端连接开关管的栅极驱动信号的反相信号，其采样端连接所述原边电流检测电阻上的电压信号，其输出端连接加法器的第二输入端；

乘法器的第一输入端连接加法器的输出端，其第二输入端连接系数k，其输出端连接第一开关的一端；

第一开关的另一端连接第三电阻的一端和第二开关的一端，其控制端连接所述续流时间信号；

第二开关的另一端接地，其控制端连接所述续流时间信号的反相信号；

第三电阻的另一端产生与所述反激变换器次级电流信息成正比的控制信号并通过第二电容后接地。

具体的，所述控制信号产生模块还包括第三采样保持单元，所述第三采样保持单元的控制端连接开关管的栅极驱动信号的反相信号，其采样端连接第一电阻和第二电阻的串联点，其输出端连接乘法器的第三输入端，此时所述控制信号产生模块产生的控制信号与所述反激变换器次级功率信息成正比。

具体的，所述开关频率控制模块包括电压控电压源、第一电容、第三开关和比较器，

所述电压控电压源在所述控制信号的控制下对第一电容充电，所述控制信号越大对第一电容充电越快；

比较器的正向输入端连接第一电容上的电压信号，其负向输入端连接基准电压，其输出端产生开关管的栅极使能信号；

第三开关接在第一电容两端，其控制端连接开关管的栅极驱动信号。

本发明的有益效果为：本发明通过与反激变换器次级电流信息或次级功率信息成正比的控制信号来调整开关频率，实现了根据反激变换器负载情况实时精确地调整开关频率，兼顾功率密度的同时优化了转换效率。

附图说明

图1是一种反激变换器的实现电路图。

图2是本发明提出的一种反激变换器的控制电路中获得次级续流时间和次级电压反馈的一种实现结构示意图。

图3是本发明提出的一种反激变换器的控制电路中获得次级电流信息的一种实现结构示意图。

图4是本发明提出的一种反激变换器的控制电路中获得次级功率信息的一种实现结构示意图。

图5是本发明提出的一种反激变换器的控制电路中利用信号ccsg进行频率控制的一种实现结构示意图。

图6是本发明提出的一种反激变换器的控制方法及其控制电路中相关节点的波形图。

图7是现有的一种降频控制策略示意图。

图8是本发明提出的一种反激变换器的控制方法及其控制电路的转换效率与传统控制方法的转换效率对比图。

图9是频率与负载大小的关系图，给出了本发明提出的一种反激变换器的控制方法及其控制电路与传统控制方法的对比图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例详细描述本发明的技术方案。

如图1所示是反激变换器的一种电路实现结构，反激变换器包括原边绕组单元、次级绕组单元和辅助绕组单元，其中原边绕组单元包括原边绕组、开关管q1和原边电流检测电阻r17，原边绕组一端连接供电电压vbus，另一端连接开关管q1的一端，开关管q1的另一端通过原边电流检测电阻r17后接地，原边电流检测电阻r17上的电压信号是cs，开关管q1的栅极驱动信号是drvi。辅助绕组单元包括辅助绕组、第一电阻r9、第二电阻r11，辅助绕组一端接地，另一端通过第一电阻r9和第二电阻r11的串联结构后接地，第一电阻r9和第二电阻r11的串联点处的信号为信号zcd。

现有的频率控制通常是基于反激变换器输出电压的反馈信号fb的电压，但反馈信号fb和负载大小非线性关系，因此用反馈信号fb作为降频的条件存在局限性。与传统的控制方案中以反激变换器输出电压的反馈信号fb作为依据不同，本发明提出一种基于能量检测反馈的频率控制模式，通过与反激变换器次级电流信息或次级功率信息成正比的控制信号来调整反激变换器的开关频率，能够根据负载情况实时精确地调整开关频率。

下面给出两种具体实施例，实施例一中通过监测原边电流检测电阻r17上的电压结合辅助绕组的续流反馈能够获得次级电流信息，利用次级电流信息调整开关频率，实施例二在实施例一的基础上结合次级电压反馈获得次级功率信息，利用次级功率信息同样能够调整开关频率。

实施例一、根据输出电流调节开关频率

实施例一给出通过监测原边电流检测电阻r17上的电压结合辅助绕组的续流反馈获取与反激变换器次级电流信息成正比的控制信号ccsg的一种实现方案，包括如下步骤：

1.1、在开关管q1的栅极驱动信号drvi控制开关管q1关闭时，对原边电流检测电阻r17上的电压信号cs进行采样保持，获得原边电流检测电阻上的电压信号cs的峰值电压信号cspk。

1.2、在开关管q1的栅极驱动信号drvi有效控制开关管q1开启之后，对原边电流检测电阻r17上的电压信号cs进行采样保持，获得原边电流检测电阻r17上的电压信号cs的谷值电压信号csvl。

1.3、对原边电流检测电阻r17上的电压信号cs的峰值电压信号cspk和谷值电压信号csvl求和后乘以系数k，获得第一中间信号。

1.4、在次级续流阶段将第一中间信号通过rc滤波获得控制信号ccsg，其他时间段将kcs信号接地。

反激变换器中开关管q1关断后，变压器的电流会流到次级通过次级绕组单元中的续流二极管d1，流过续流二极管d1的电流由大到小，只要不减小到0就表示次级处于续流期间。第一中间信号在次级续流阶段加到rc结构上，即第一中间信号的幅值在次级续流时间内的方波通过rc滤波，获得了与反激变换器次级电流信息成正比的控制信号ccsg。

可以对辅助绕组单元中第一电阻r9和第二电阻r11的串联点处信号zcd进行续流检测获得续流时间，这个续流时间即为次级续流阶段的续流时间。如图2所示，其中电阻101和102对应图1中辅助绕组单元的第一电阻r9和第二电阻r11，利用续流检测单元104对信号zcd检测进行续流检测即可获得表示次级续流时间信息的续流时间信号tfwt。

如图3所示给出了获取与反激变换器次级电流信息成正比的控制信号ccsg的一种实现电路，包括第一采样保持单元202、第二采样保持单元203、加法器204、乘法器205、第一开关206、第二开关207、第三电阻209和第二电容210，第一采样保持单元202的控制端连接开关管的栅极驱动信号drvi，其采样端连接原边电流检测电阻上的电压信号cs，其输出端连接加法器204的第一输入端；第二采样保持单元203的控制端连接开关管的栅极驱动信号的反相信号drvo，其采样端连接原边电流检测电阻上的电压信号cs，其输出端连接加法器204的第二输入端；乘法器205的第一输入端连接加法器204的输出端，其第二输入端连接系数k，其输出端连接第一开关206的一端；第一开关206的另一端连接第三电阻209的一端和第二开关207的一端，其控制端连接续流时间信号tfwt；第二开关207的另一端接地，其控制端连接续流时间信号的反相信号tfwto；第三电阻210的另一端产生与反激变换器次级电流信息成正比控制信号ccsg并通过第二电容210后接地。

具体工作过程为：开关管q1的栅极驱动信号drvi用于控制第一采样单元202，开关管q1的栅极驱动信号drvi取非后的信号drvo用于控制第二采样单元203，即开关管q1关闭时控制第一采样单元202对原边电流检测电阻上的电压信号cs进行采样保持获得其峰值信号cspk；开关管q1开启后控制第二采样单元203对原边电流检测电阻上的电压信号cs进行采样保持获得其谷值信号csvl；加法器204将原边电流检测电阻上的电压信号cs的峰值信号cspk和谷值信号csvl求和；乘法器205将加法器204的求和信号乘以系数k获得第一中间信号；次级续流期间第一开关206打开，第二开关207关闭，将乘法器205输出的第一中间信号通过rc滤波得到控制信号ccsg，此时的控制信号ccsg表示次级电流信息；次级续流间断期间第一开关207打开，第二开关206关闭，将乘法器205输出的第一中间信号接地。

通过调节系数k的取值能够调整控制信号ccsg的值，若系数k取值过小则控制信号ccsg的值也会过小，使得控制精度难以保证；若系数k过大，使得控制信号ccsg的值也会过大，在实际情况中无法使用，因此系数k的取值需要本领域技术人员根据需要进行调整，本实施例中给出系数k的一种优选取值为0.1～10，但不限制为0.1～10的范围，只要能够满足精度需求和实际使用即可。

除本实施例给出的方案外，还可以利用电流互感器获取次级电流信息，值得说明的是，本发明不限于使用本实施例的方案获取次级电流信息，所有能够获取次级电流信息的方案都应在本发明的保护范围之内。

得到控制信号ccsg后就能够利用控制信号ccsg来调整反激变换器的开关频率，如图5所示给出了一种频率控制的实现方式，但并不限于只能用图5所示结构实现频率控制，本实施例中开关频率控制模块包括电压控电压源300、第一电容302、第三开关303和比较器301，电压控电压源300在控制信号ccsg的控制下对第一电容302充电，控制信号ccsg越大对第一电容302充电越快；比较器301的正向输入端连接第一电容302上的电压信号，其负向输入端连接基准电压vref，其输出端产生开关管的栅极使能信号drven；第三开关303接在第一电容302两端，其控制端连接开关管的栅极驱动信号drvi。

如图6是本发明中的一些关键节点的波形图，结合图5、6分析频率控制的具体工作过程为：开关管q1的栅极驱动信号drvi为低电平时通过电压控电压源300向第一电容302充电，当第一电容302上的电压v302大于基准电压vref时产生高电平的开关管的栅极使能信号drven，对开关管q1的栅极驱动信号drvi使能，开关管q1的栅极驱动信号drvi为高电平开启开关管q1，同时drvi为高时控制第三开关303闭合，使得第一电容302被放电，然后下一周期又开始给第一电容302充电。故第一电容302上的电压v302为一锯齿波，其频率正比于控制信号ccsg，控制信号ccsg越大，对第一电容302的充电速度越快，因此控制信号ccsg能够控制开关管q1的开启时间，开关管q1的开启时间决定了下个开关周期的开始时间，因此本实施例实际上是控制的开关周期，控制信号ccsg越大，开关周期越小，开关频率越高。实施例一中控制信号ccsg包含反激变换器输出电流信息，控制信号ccsg越大下个开关周期开关管q1的开始时间越快，因此实施例一中反激变换器的开关频率与输出电流成正比。

实施例二、根据输出功率调节开关频率

实施例一中控制信号ccsg表示次级电流信息，是利用次级电流信息进行频率控制。实施例二在实施例一通过监测原边电流检测电阻r17上的电压结合辅助绕组的续流反馈的基础上，引入次级电压的反馈vosg获得了与反激变换器次级功率信息成正比的控制信号ccsg，给出了一种利用与反激变换器次级功率信息成正比的控制信号ccsg进行开关频率控制的方案。详细方法为：在实施例一的步骤1.3中对原边电流检测电阻上的电压信号cs的峰值电压信号cspk和谷值电压信号csvl求和后，乘以系数k并引入次级电压的反馈信号vosg获得第二中间信号，即实施例一获得的第一中间信号为(cspk+csvl)×k，实施例二获得的第二中间信号为(cspk+csvl)×k×vosg，在次级续流阶段将第一中间信号通过rc滤波获得的是与反激变换器次级电流信息成正比的控制信号ccsg，第二中间信号在第一中间信号上引入次级电压的反馈信号vosg，由于电流和电压的乘积是功率信息，则在次级续流阶段将第二中间信号通过rc滤波就获得了与反激变换器次级功率信息成正比的控制信号ccsg。

其中次级电压的反馈信号vosg是在次级续流间断时对zcd信号采样保持的值，如图2所示，第三采样保持单元103的控制端连接开关管的栅极驱动信号的反相信号drvo，其采样端连接第一电阻和第二电阻的串联点信号zcd，其输出端产生次级电压的反馈信号vosg。drvo是开关管q1栅极驱动信号drvi取非后的信号，drvi取非后控制第三采样单元103对信号zcd采样保持获得次级电压的反馈vosg＝na/ns*vout，其中na为反激式换器辅组绕组的匝数，ns为反激变换器输出次级绕组匝数，vout是反激变换器的输出电压。

如图4所示，将次级电压的反馈信号vosg加到乘法器205的第三输入端，乘法器205将加法器204的输出信号乘上系数k和次级电压的反馈信号vosg获得第二中间信号；次级续流期间第一开关206打开，第二开关207关闭，将乘法器205输出的第二中间信号通过rc滤波得到控制信号ccsg，此时的控制信号ccsg就是表示次级功率信息。实施例二同样能够利用控制信号ccsg控制开关管q1的开启，在实施例二中反激变换器的开关频率就与输出功率成正比，实现了根据输出功率调节开关频率的控制策略。

综上所述，本发明以反激变换器次级电流信息或次级功率信息为开关频率的调整依据，实现了根据反激变换器负载情况实时精确地调整开关频率的控制方法，并给出具体实现电路，电路结构简单，根据图8和图9所示的对比图可以看出，本发明与现有的控制方法相比，在兼顾功率密度的同时优化了转换效率。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。