一种自供电具有最大功率追踪双输入双输出能量收集电路的制作方法

本发明涉及集成电路设计技术领域，具体涉及一种自供电具有最大功率追踪双输入双输出能量收集电路。

背景技术：

能量收集技术主要是将环境中未使用的光、热、压电等能量收集起来并转换为可以直接利用的电能技术。近些年来随着物联网、智能传感器、无线模块以及智能可穿戴设备等兴新产业的发展，极大地推动了能量收集技术的发展。因为在这些应用中，传统的电池供电已经不能满足实际需要，传单器网络的可用寿命取决于电池的可用寿命，电池一般能持续工作3到5年，并且在每个传感器中都属于昂贵的组件，在这些应用中难以更换电池，而且更换电池费用高昂，将自供电系统用在无线传感器网络中，可达到取代电池或者延长电池的使用寿命的目的。如cn205092768u公开了一种能量收集电路从换能器接收输入电压并使用操作在dc-dc变换器充电模式中的单个电感来在耦合到存储有供电电压的能量存储设备的第一输出端处产生充电电流。该能量收集电路进一步从能量存储设备接收供电电压并使用操作在dc-dc变换器调节模式中的同一电感来在提供有经调节的负载电压的第二输出端处产生负载电流。该能量收集电路根据断续模式(dcm)控制过程来在充电模式和调节模式之间切换，但还存在以下不足的之处：上述能量收集电路为单输入源单输出，单个能量源使得能量来源单一，并且能量稳定性不好，适用范围有限，另外其针对的是直流源进行收集，而一些微弱的交流源不能够很好的结合利用。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是提供一种能够同时对直流源和交流源进行能量收集、弥补了单一能量源缺陷的自供电具有最大功率追踪双输入双输出能量收集电路。

为解决上述技术问题，本发明公开了一种自供电具有最大功率追踪双输入双输出能量收集电路，包括dc-dc升压电路、ac-dc整流倍压电路、双输出自供电电路、以及开关控制模块；

所述dc-dc升压电路包括直流输入源模型vo1和r、最大功率追踪电路a2、振荡器a1、电容ci1、电感l、以及nmos管ns1；

所述直流输入电源模型vo1、r接入最大功率追踪电路产生输出电压vin和vmppt，最大功率追踪电路接振荡器a1，电压vin分别接电容ci1和电感l一端，电容ci1同时接地，nmos管ns1的源极接地、栅极由开关控制模块产生的信号sw1r控制、漏极接电感l另一端，nmos管ns1的漏极和电感l另一端还分别接出至双输出自供电路的直流部分输入端；

所述ac-dc整流倍压电路包括交流输入源模型vo2和ci2、两个非平衡比较器cmp2和cmp3、nmos管ns2、电容cs、以及pmos管ps7；

所述交流输入电源模型vo2和ci2分别接nmos管ns2的漏极、非平衡比较器cmp2的反相端、非平衡比较器cmp3的反相端、pmos管ps7的漏极；nmos管ns2的源极、非平衡比较器cmp2的同相端均接地，nmos管ns2的栅极接非平衡比较器cmp2的输出控制信号；非平衡比较器cmp3的输出信号接pmos管ps7的栅极，非平衡比较器cmp3的同相端分别接pmos管ps7的源极、以及电容cs，电容cs同时接地，非平衡比较器cmp3的同相端、电容cs、pmos管ps7的源极还分别接出至双输出自供电路的交流部分输入端；

所述开关控制模块的输入端接电压vin和vmppt、振荡器a1所产生信号clk、以及双输出自供电路中的节点电压。

上述方案优选的，所述双输出自供电电路包括pmos管ps6、ps5、ps4、ps2、ps3和ps1，电容cv，负载电容cl2和cl1，以及负载2和1；

其中pmos管ps4的源极分别接电容cs、非平衡比较器cmp3的同相端、pmos管ps7的源极，其栅极由开关控制模块产生的信号sw7r控制，其漏极接电容cv；pmos管ps5的源极接pmos管ps4的源极，其栅极由开关控制模块产生信号的sw6r控制，其漏极分别接负载电容cl2、pmos管ps6的源极；pmos管ps6的漏极接负载2，其栅极由开关控制模块产生的信号sw5r控制；pmos管ps3的漏极分别接pmos管ps6的源极、pmos管ps5的漏极，其栅极由控制模块产生的信号sw4r控制，其源极分别接pmos管ps1的源极、电感l的另一端、nmos管ns1的漏极；pmos管ps1的漏极分别接负载电容cl1、pmos管ps2的源极，其栅极由开关控制模块产生的信号sw2r控制；pmos管ps2的漏极接负载1，其栅极由开关控制模块产生的信号sw3r控制；电容cv，负载电容cl1、cl2，负载1、2还均接地。

上述方案优选的，所述开关控制模块包括开关控制电路和缓冲器，其中开关控制电路包括输入信号检测电路和输出信号控制电路；

所述信号检测电路包括上升沿检测电路i1、i2和i11，过零比较器i6，比较器i12、与非门i3、反相器i4和rs触发器；

其中输入信号clk接上升沿检测电路i2；输入信号v1、v2接过零比较器i6的输入，过零比较器i6的输出接上升沿检测电路i1，上升沿检测电路i1、i2的输出信号接与非门i3的输入，与非门i3的输出接反相器i4的输入，反相器i4的输出接rs触发器的s端，输入信号vin与vmppt分别接比较器i12的同相端和反相端，比较器i12的输出接上升沿检测电路i11，上升沿检测电路i11的输出端接rs触发器的r端，由反相器i4的输出和上升沿检测电路i11的输出通过rs触发器的输出q端作为使能信号控制过零比较器i6的工作状态；

所述输出信号控制电路包括比较器i10、i22、i23、i24和i28，反相器i8、i9、i17、i18、i20、i25和i27，或非门i7、i16、i19和i26，与门i15和i21；

其中比较器i10的同相端和反相端分别接基准参考电压1.22v、v2，比较器i10的输出接反相器i9的输入；过零比较器i6的输出信号与反相器i9的输出信号均接或非门i7，或非门i7的输出接反相器i8的输入，反相器i8的输出产生控制信号sw2，反相器i8的输出信号与vdd接入或非门i13，或非门i13的输出接入反相器i14，反相器i14的输出信号和比较器i28的输出信号均接与门i15，与门i15的输出信号与过零比较器i6的输出信号p均接或非门i16，或非门i16的输出信号接反相器i17的输入端，反相器i17产生控制信号sw4；比较器i22的同相端接基准参考电压1.6v、反相端接v3，比较器i23的同相端接参考基准电压1.62v、反相端接v3，比较器i22、i23的输出信号均接与门i21，与门i21的输出信号接反相器i20的输入端，反相器i20的输出信号和比较器i12的输出信号均接或非门i19的输入端，或非门i19的输出信号接反相器i18，反相器i18的输出产生控制信号sw1；比较器i22的输出产生控制信号sw5，比较器i24同相端接基准参考电压1.2v、反相端接vdd，比较器i24的输出信号接反相器i25的输入信号，反相器i25的输出信号与比较器i22的输出信号均接或非门i26的输入端，或非门i26的输出信号接反相器i27的输入信号，反相器i27的输出端产生控制信号sw6，比较器i24的输出产生控制信号sw7，比较器i28同相端接基准参考电压1.2v、反相端接v2，比较器i28输出产生控制信号sw3；

控制信号sw1、sw2、sw3、sw4、sw5、sw6、sw7接入缓冲器，缓冲器输出控制信号sw1r、sw2r、sw3r、sw4r、sw5r、sw6r、sw7r；

其中，v1、v2为电感l右侧两电压，v3为负载电容cl2上的电压，vdd为电容cv上的电压。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

1、本发明的双输入双输出的能量收集电路，能够同时对直流源和交流源进行能量收集，弥补了单一能量源的缺陷。在供电方面通过ac-dc整流电路的自启动中采用倍压结构，降低了输入交流电压源电压，使得输入交流源有了更低的输入电压；输出为电路稳定提供电源的同时还提供一路输出，相对于传统的电池辅助启动或者电池供电，本发明避免了使用电池，电路能够提供两个稳定输出电压；无论是在输入源还是双输出都有效的提高了电路的适用范围。

2、双源输入，电路在对直流源进行能量收集的同时，交流源作为二次能源通过倍压整流结构后接入电路，在提供稳定的输出的同时，能够为整体电路供电，使得整体电路能够正常启动工作。

3、在整体电路的输出上，对于直流源进行能量收集后，在整体上输出稳定的电压供负载使用，达到稳定后将多余的能量提供给第二路输出，使得两路输出都能够稳定输出。

附图说明

图1为本发明的一种自供电具有最大功率追踪双输入双输出能量收集电路的整体结构拓扑图；

图2为电路中部分信号的波形示意图；

图3为本发明的开关控制电路的电路图；

图4为ac-dc整流倍压电路的转换效率曲线图；

图5为直流输入源的功率追踪效率曲线图。

具体实施方式

为了使本发明的目的和优点更清楚明了，下面结合附图和实施例对本发明进行详细的描述。

本发明公开了一种自供电具有最大功率追踪双输入双输出能量收集电路，如图1所示，在直流源能量收集中，通过比较器来控制nmos管的开关和电感电容，实现能量源从低电压到高电压的升压转换，通过比较器对输入能量源和其最大功率点的电压进行比较，实现对直流源进行最大功率追踪功能，通过过零比较器来控制pmos管来实现升压的功能。交流源使用倍压结构，利用两个有源比较器来实现倍压功能，输出电压来为整体电路供电。

如图1所示，本发明的能量收集电路包括：dc-dc升压电路、ac-dc整流倍压电路、双输出自供电电路、以及开关控制模块。

其中，所述dc-dc升压电路包括直流输入源模型vo1和r、最大功率追踪电路a2、振荡器a1、电容ci1、电感l、以及nmos管ns1。所述ac-dc整流倍压电路包括交流输入源模型vo2和ci2、两个非平衡比较器cmp2和cmp3、nmos管ns2、电容cs、以及pmos管ps7。所述双输出自供电电路包括pmos管ps6、ps5、ps4、ps2、ps3和ps1，电容cv，负载电容cl2和cl1，以及负载2和1。

所述直流输入电源模型vo1和r接入最大功率追踪电路产生输出电压vin和vmppt，电压vin分别接电容ci1和电感l一端，电容ci1同时接地。最大功率追踪电路接振荡器a1。nmos管ns1的源极接地，栅极接开关控制模块产生的控制信号sw1r，漏极分别与电感l另一端、pmos管ps1、pmos管ps3的源极相连接。pmos管ps1的栅极接开关控制模块产生的控制信号sw2r，漏极分别与电容cl1、pmos管ps2的源极相连接，电容cl1同时接地。pmos管ps2的栅极接开关控制模块产生的控制信号sw3r，漏极与负载1相连，负载1同时接地。pmos管ps3的栅极接开关控制模块产生的控制信号sw4r，漏极分别与负载电容cl2、pmos管ps5的漏极、pmos管ps6的源极相连接，负载电容cl2同时接地。交流输入电源模型vo2、ci2分别与nmos管ns2的漏极、非平衡比较器cmp2的反相端、非平衡比较器cmp3的反相端、pmos管ps7的漏极相连接。nmos管ns2的源极以及非平衡比较器cmp2的同相端接地，nmos管ns2的栅极与非平衡比较器cmp2的输出控制信号相连接。非平衡比较器cmp3的输出信号与pmos管ps7的栅极相连接，同相端分别与pmos管ps7的源极以及电容cs、pmos管ps4的源极相连接，电容cs同时接地。pmos管ps4的漏极与供电源电容cv相连接，栅极接开关控制模块产生的控制信号sw7r，源极还与pmos管ps5的源极相连接。pmos管ps5的栅极接开关控制模块产生的控制信号sw6r，漏极分别与电容cl2和pmos管ps6的源极相连接，电容cl2同时接地。pmos管ps6的漏极接负载2，栅极由开关控制模块产生的信号sw5r控制，负载2同时接地。

如图3所示，所述开关控制模块包括开关控制电路和缓冲器，其中开关控制电路包括输入信号检测电路和输出信号控制电路，其主要由上升沿检测电路、过零比较器zcd、普通比较器、rs触发器以及数字逻辑门来实现对功率开关管(nmos管、pmos管)的精准控制。

其中输入信号v1、v2是图1中电感l右侧两电压，clk为振荡器所产生的信号、vin与vmppt由最大功率追踪电路产生、比较器同相端输入电压分别由基准电压源产生、v3是图1中cl2上的电压、vdd是图1中电容cv上的电压为整体电路提供稳定电源。

所述信号检测电路包括上升沿检测电路i1、i2和i11，过零比较器i6，比较器i12、与非门i3、反相器i4和rs触发器；其中输入信号clk接上升沿检测电路i2；输入信号v1、v2接过零比较器i6的输入，过零比较器i6的输出接上升沿检测电路i1，上升沿检测电路i1、i2的输出信号接与非门i3的输入，与非门i3的输出接反相器i4的输入，反相器i4的输出接rs触发器的s端，输入信号vin与vmppt分别接比较器i12的同相端和反相端，比较器i12的输出接上升沿检测电路i11，上升沿检测电路i11的输出端接rs触发器的r端，由反相器i4的输出和上升沿检测电路i11的输出通过rs触发器的输出q端作为使能信号控制过零比较器i6的工作状态。

所述输出信号控制电路包括比较器i10、i22、i23、i24和i28，反相器i8、i9、i17、i18、i20、i25和i27，或非门i7、i16、i19和i26，与门i15和i21；其中比较器i10的同相端和反相端分别接基准参考电压1.22v、v2，比较器i10的输出接反相器i9的输入；过零比较器i6的输出信号与反相器i9的输出信号均接或非门i7，或非门i7的输出接反相器i8的输入，反相器i8的输出产生控制信号sw2，反相器i8的输出信号与vdd接入或非门i13，或非门i13的输出接入反相器i14，反相器i14的输出信号和比较器i28的输出信号均接与门i15，与门i15的输出信号与过零比较器i6的输出信号p均接或非门i16，或非门i16的输出信号接反相器i17的输入端，反相器i17产生控制信号sw4；比较器i22的同相端接基准参考电压1.6v、反相端接v3，比较器i23的同相端接参考基准电压1.62v、反相端接v3，比较器i22、i23的输出信号均接与门i21，与门i21的输出信号接反相器i20的输入端，反相器i20的输出信号和比较器i12的输出信号均接或非门i19的输入端，或非门i19的输出信号接反相器i18，反相器i18的输出产生控制信号sw1；比较器i22的输出产生控制信号sw5，比较器i24同相端接基准参考电压1.2v、反相端接vdd，比较器i24的输出信号接反相器i25的输入信号，反相器i25的输出信号与比较器i22的输出信号均接或非门i26的输入端，或非门i26的输出信号接反相器i27的输入信号，反相器i27的输出端产生控制信号sw6，比较器i24的输出产生控制信号sw7，比较器i28同相端接基准参考电压1.2v、反相端接v2，比较器i28输出产生控制信号sw3。

控制信号sw1、sw2、sw3、sw4、sw5、sw6、sw7接入缓冲器，缓冲器输出控制信号sw1r、sw2r、sw3r、sw4r、sw5r、sw6r、sw7r。

上述控制信号sw1的产生：是由比较器i22和比较器i23输出产生信号分别接与门i21的输入，接与门i21的输出接反相器i20的输入，反相器i20的输出与比较器i12的输出分别接或非门i19的输入，或非门i19的输出接反相器i18的输入，反相器i18的输出端产生控制信号sw1。

上述控制信号sw2的产生：是由过零比较器i6的输出接上升沿检测i1，clk接上升沿检测i2，vin接比较器i12同相端、vmppt接比较器i12反相端、其输出信号接上升沿检测i11，上升沿检测i1、i2的输出分别接与非门i3、其输出接反相器i4，反相器i4输出与上升沿检测i11的输出分别接rs触发器i5的s端和r端，rs触发器i5的输出端q作为使能信号控制过零比较器i6，比较器i10的输出接反相器i9的输入，反相器i9的输出与过零比较器i6的输出分别接或非门i7，或非门i7的输出接反相器i8的输入，反相器i8的输出端产生控制信号sw2。

上述控制信号sw3的产生：由电容cl1上的电压v2接比较器i28的反相端，基准参考电压1.2v接比较器i28的同相端，比较器i28的输出端产生控制信号sw3。

上述控制信号sw4的产生：是由反相器i8的输出与vdd分别接或非门i13，或非门i13的输出接反相器i14的输入，反相器i14的输出与比较器i28的输出分别接与门i15输入，与门i15的输出与过零比较器i6的输出分别接或非门i16的输入、其输出接反相器i17，反相器i17的输出端产生控制信号sw4。

上述控制信号sw5的产生：是由信号v3接比较器i22的输入反相端与基准电压1.6v比较产生控制信号sw5。

上述控制信号sw6的产生：由比较器i24的输出接反相器i25，反相器i25的输出与比较器i22的输出分别接或非门i26的输入，或非门i26的输出接反相器i27的输入，反相器i27的输出产生控制信号sw6。

上述控制信号sw7的产生：由电容cv上的电压vdd接比较器i24的反相端，基准电压1.2v接i24的同相端，比较器i24输出产生控制信号sw7。

本发明的工作原理为：

本能量收集电路在dc-dc升压电路中将具有不同内阻不同功率大小的能量源进行最大功率追踪升压并且与交流源进行ac-dc倍压整流电路相结合，来实现对不同类型环境能量的收集。

图1所示电路中，直流输入能量源vo1、r，首先经过最大功率追踪电路a2来实时采样产生输入电感电压vin和最大功率点处电压vmppt，将vin与vmppt通过图3中的比较器i11进行比较，使得输入电压vin始终稳定在最大功率点电压附近(热电能量源为开路电压的0.5倍、光伏能量源为开路电压的0.7倍)从而使得电路对能量源vo1具有较高的追踪效率。在每个采样周期中，当电路开始正常工作时，由振荡器a1产生时钟信号通过最大功率追踪电路a2来实时采样输入电压，通过比较器i12比较vin和vmppt,在vin大于vmppt时，比较器i12输出高电平，通过控制功率开关管ns1来对电感l进行充能。在电感l电流达到峰值电流时，nmos管ns1关闭。由上述图3电路，通过上升沿检测电路i1、上升沿检测电路i2、上升沿检测电路i11分别检测过零比较器i6的输出信号、clk的上升沿信号、比较器i12的输出信号的上升沿信号，通过与非门i3分别将前两者上升沿信号接入，与非门i3的输出接反相器i4的输入。通过rs触发器i5的输出作为触发使能信号来控制过零比较器i6的工作状态，当rs触发器i5输出低电平时，过零比较器i6正常工作输出低电平，检测v1、v2的电压来让电感l向后级电路放电。在检测到v1所处的线路上的电流为0时，过零比较器i6转为高电平，停止电感l对后级电路的放电。在这样一个周期内，通过时刻对输入电压的采集和电感的充电放电完成一个周期内从输入到输出的升压过程。

在图1所示电路中，整个电路完成一个周期的升压，通过图3中的比较器i28控制输出端电压的大小。在比较器i28的同相端接基准参考电压1.2v，反相端接v2，在过零比较器i6为低电平时，对v2升压，v2达到1.2v时，比较器i28产生低电平信号控制pmos管ps2来对负载1供电。

在图1所示电路中，v2电压达到满足负载1所需供电时，由图3中比较器i10产生低电平，比较器i10输出接反相器i9输出高电平，过零比较器i6输出与反相器i9接入或非门i7输出低电平，通过反相器i8输出高电平，控制pmos管ps1不工作，将多余能量通过pmos管ps3接入负载电容cl2，完成dc-dc整个升压的工作过程。

在图1所示电路中，交流输入源模型vo2、ci2,先是经过比较器cmp3控制的nmos管ns2对负半周期的电流对电容ci2进行充电，其中nmos管ns2的漏极与能量源、比较器cmp2的反相端相连接，nmos管ns2的源极和比较器cmp2的同相端接地，nmos管ns2的栅极与比较器cmp2的输出相接。在负半周期，比较器cmp2输出高电平，nmos管ns2导通向电容ci2充电。进入正半周期，比较器cmp2的反相端输入电压高于同相端输入电压，比较器cmp2输出低电平，nmos管ns2断开，pmos管ps7导通向电容cs充电。pmos管ps7的漏极与比较器cmp3的反相端相连、源极与比较器cmp3的同相端以及电容cs相接。使得电容cs上的电压为交流输入源的峰值电压的2倍。

在图1所示电路中，整体电路的供电电源由电容cv上电压提供，电容cv接pmos管ps4的漏极，pmos管ps4的源极与电容cs相连。在图3中比较器i24，同相端和基准参考电压1.2v相连，反相端与vdd相连接，电路启动比较器i24输出低电平控制pmos管ps4的栅极导通，对电容cs进行充电，当电压达到1.2v时，比较器i23输出高电平。电容cs上电压为整体电路提供稳定的电源，使得整体电路能够正常工作。

在图1所示电路中，电容cl2上的电压v3为负载提供输出电压。电容cl2分别与pmos管ps3、ps5、ps6的漏极、漏极和源极相接。vdd达到稳定电压后，在图3中比较器i22输出低电平，控制pmos管ps5导通对电容cl2充电提供给负载2输出。若交流能量源经过倍压整流后未达到负载2所需电压，pmos管ps3导通继续为电容cl2供电，使其达到负载所需电压。在图3中反相器i8输出和vdd分别接入或非门i13，或非门i13输出接反相器i14，反相器i14的输出与比较器i28的输出分别接入与门i15，与门i15输出与p端分别接入或非门i16，经过反相器i17产生pmos管ps3的控制信号sw4。

图3所示电路为图1中所述开关控制电路的具体控制单元，通过上升沿检测电路、比较器、过零检测比较器以及数字逻辑门的组合来对电路进行精准的控制。部分主要控制信号的时序控制信号在图2中可以看到，dc-dc升压电路回路工作在dcm模式，电感l上的电流波形图、比较器i12的输出波形图、以及过零比较器i6的输出波形图，上述三个波形图实现了对dc-dc升压电路的升压功能。而sw2r波形图则是对电容cl1的充电控制信号，在满足负载1供电的同时使得sw2r一直是高电平信号，sw4r控制信号由一直的高电平开始下降成为低电平工作，为负载电容cl2充电。

本发明涉的一种自供电具有最大功率追踪双输入双输出能量收集电路，对于设计的双源输入电路，对直流源电路能够实时追踪其功率输出的最大功率点，极大地提高了能量的提取效率。在交流能量源输入的回路中，采用倍压整流结构，电路无需电源进行供电。电路开始启动时，电容cs上的能量不足以供应有源器件。在这种情况下，ac-dc的工作是由nmos功率开关管、pmos功率开关管的体源二极管来保证。整个整流升压转换电路可以看作是两个整流转换电路的并联，一个是高效的有源变换器和一个低效率的无源变换器，后者只是在启动时工作。采用倍压结构不仅有效的提高了整流电路的效率，并且可以使得整体电路能够在更低的输入电压下启动，因为整流输出的电压一部分为整体电路提供电源，使整体电路能够正常工作。双源输入输出自供电有效的提高了电路的适用性。

做为一种具体实施方式，基于tsmc180nm工艺的cadencevirtuosospectre仿真，在直流升压电路中直流源vo1模拟温差热电池(teg)或者太阳能电池(pv)和生物燃料电池(bfc),电路在输入源内阻固定为200ω，输入源vo1的输入范围为200mv-1v。由图4可以看到，最大功率追踪效率在96.64％—98.93％，其中输入电压为300mvs时，输入功率为112.5uw，追踪功率为111.3uw，追踪效率为98.93％。在交流源倍压整流结构中交流源vo2模拟压电能量源，电路的输入交流电压源vo2输入范围为600mv-1v，输入频率固定为200hz，输入电容固定为15uf。从图5我们可以看到在交流输入源从600mv到1v，其电路峰值转换效率为89％—95.6％。整体电路仿真，在直流输入源为500mv，交流输入源为800mv时，输出功率约为10.23mw，电路转换效率为76.7％。

上述实施例，仅为对本发明的目的、技术方案和有益效果进一步详细说明的具体个例，本发明并非限定于此。凡在本发明的公开的范围之内所做的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围之内。