双向DC/DC非线性高阶滑模控制器及其控制方法与流程

本发明属于电力电子技术领域，涉及到一种dc/dc转换器控制器及其控制方法，具体为双向dc/dc非线性高阶滑模控制器及其控制方法。

背景技术：

传统双向dc/dc变换器的控制采用电压-电流双闭环pi、反馈线性化、线性最优或鲁棒等控制方法，并通过加入负载电流前馈环节，提高控制器的动态响应速度。上述方法均以双向dc/dc变换器小信号线性模型为控制对象，因此只能在稳定工作点附近具有较好的控制效果，一旦出现外界干扰或模型不精确都会导致控制系统稳定性降低。

技术实现要素：

本发明为了解决上述问题，设计了双向dc/dc非线性高阶滑模控制器及其控制方法，采用反馈线性化与非线性高阶滑模控制相结合的方式，对于提高dc/dc变换器控制稳定性能、动态响应速度和抗干扰能力具有重要的意义。

本发明的具体技术方案是：

双向dc/dc非线性高阶滑模控制器，包括dc/dc变换器及控制电路，所述的控制电路包括电信号取样单元、控制器dsp和ipm驱动电路，所述的电信号取样单元的输出端与控制器dsp的输入端连接，所述的电信号取样单元包括连接在dc/dc变换器输入侧的输入电压取样电路和输入电流取样电路，以及连接在dc/dc变换器输出侧的输出电压取样电路及输出电流取样电路；

所述的控制器dsp的输出端借助ipm驱动电路与dc/dc转换器的ipm控制连接，

关键点是：所述的输入电压取样电路和输出电压取样电路均包括电压转换电路、分压电路和运放电路，所述的电压转换电路的输入端形成为电压信号采样端与dc/dc变换器连接，所述的电压转换电路经分压电路与运放电路的输入端相连，所述的运放电路的输出端与控制器dsp的输入端连接；

所述的输入电流取样电路和输出电流取样电路均包括电流转换电路和运放电路，所述的电流转换电路的输入端形成为电流信号采样端与dc/dc变换器连接，所述的电流转换电路的输出端与运放电路的输出端相连，所述的运放电路的输出端与控制器dsp的输入端连接。

所述的电压转换电路包括接线口p1、电阻r168、r169、r170和r171、霍尔直流电压传感器vs_in2和电容c136、c137和c138；

所述的dc/dc变换器的正极输入口借助接线口p1串联电阻r168和电阻r169后并与霍尔直流电压传感器vs_in2的正极输入端相连，所述的dc/dc变换器的负极输入端借助接线口p1串联电阻r170和电阻r171后与霍尔直流电压传感器vs_in2的负极输入端相连，所述的霍尔直流电压传感器vs_in2的输出端为电压转换电路的输出端。

所述的电流转换电路包括霍尔直流电流传感器和接线口p2，dc/dc变换器的正负极输入口借助接线口p2与霍尔直流电流传感器的正负输入口连接，所述的霍尔直流电流传感器的vout端口为电流转换电路的输出端。

所述的运放电路包括前级和后级反向比例运放电路，所述的前级反向比例运放电路包括分压电阻、电阻r70、r71和r72、电容c72、c73和c74、和输入运算放大器u2d；

所述的前级反向比例运放电路的输入端通过分压电阻接地，所述的前级反向比例运放电路的输入端与分压电阻的连接点cha3经过稳压管接地，所述的采样电路的输入端经过电阻r70与输入运算放大器u2d的负极输入端串联，所述的输入运算放大器u2d的正极输入端经过电容c73和电阻r71接地，所述的电容c73与电阻r71并联，所述的输入运算放大器u2d的输出端经过并联连接的电容c74与电阻r72与其负极输入端相连形成反馈，所述的输入运算放大器的输出端为前级反向比例运放电路的输出端并与后期采样电路的输入端相连；

所述的后级反向比例运放电路包括电阻r73、r74、r75和r76、电容c75和c76、和输入运算放大器u2c；

所述的后级反向比例运放电路的输入端经过电阻r74与输入运算放大器u2c的负极输入端串联连接，所述的输入运算放大器u2c的正极输入端串联电阻r73接地，所述的输入运算放大器u2c的输出端经过并联连接的电容c75和电阻r75与其负极输入端连接，所述的输入运算放大器u2c的输出端通过电阻r76作为后级反向比例运放电路的输出端与控制器dsp的信号输入端相连。

所述的ipm驱动电路包括一个8位三态总线发送接收器u1相同，输入信号相反的两个独立驱动隔离电路，所述的两路驱动隔离电路分别接于8位三态总线发送接收器u1的b0、b1管脚和b2、b3管脚，

所述的独立驱动隔离电路包括光耦合器u2、电阻r1、r2和r3，电容c1、c2和c3；

所述的光耦合器u2的第2管脚和第3管脚为驱动隔离电路的输出端，分别与8位三态总线发送接收器u1的b0管脚和b1管脚相连，所述的光耦合器u2的第2管脚和第3管脚之间并联有电阻r3和电容c2，所述的光耦合器u2的第7管脚和第6管脚间串联电阻r2，所述的光耦合器u2的第8管脚和第5管脚间串联电容c3，所述的光耦合器u2的第8管脚与第7管脚短路连接，所述的光耦合器的第6管脚作为驱动隔离电路的输出端与dc/dc变换器中ipm的开关q1相连；

所述的8位三态总线发送接收器u1的a0管脚和a1管脚，分别输入来自控制器dsp的pwm1h信号和pwm1l信号，输出pwm1up和pwm1un信号；

所述的8位三态总线发送接收器u1的a2管脚和a3管脚，分别输入来自控制器dsp的pwm2h信号和pwm2l信号，输出pwm2up和pwm2un信号进入另一路驱动隔离电路。

所述的双向dc/dc非线性高阶滑模控制器还包括保护电路，所述的保护电路的输入端连接电压转换电路的输出端，所述的保护电路包括滑动变阻器rr4，电容c39、c40和c41、电阻r43、r44、r45、r46和r47，三极管quin4和比较器uam2b；

所述的滑动变阻器rr4的电阻两端分别连接±15v的电压源，滑动端经过电容c39与-15v电压源连接，所述的滑动变阻器rr4的输入端通过电阻r44与比较器uam2b的负输入端连接，所述的保护电路的输入端串联电阻r43连接比较器uam2b的正输入，所述的比较器uam2b的正负输入端分别串联电容c40和c41接地，所述的比较器uam2b的输出端串联电阻r45与三极管quin4的基极连接，所述的串联电阻r45与三极管quin4的基极串联点通过电阻r46连接+15v的电压源，所述的三极管quin4的集电极串联电阻r47与5v电压源连接，所述的三极管quin4的发射极接地，所述三极管quin4的集电极为保护电路的输出端，与控制器dsp的输入端相连，用于输出保护控制信号。

根据双向dc/dc非线性高阶滑模控制器的控制方法，采集dc/dc变换器输入输出端的电信号至控制器dsp，控制器dsp计算后输出控制信号，

关键点是：所述的控制方法包括如下步骤：

第一步：设定输出电压目标值uoref、参数kp1、kp2、k21和k22；

第二步：采集dc/dc变换器的输入电压uin，电感电流il，输出电压uo和输出电流io；

第三步：计算以下参数：

第四步：根据步骤三中的参数计算控制信号的占空比uk，

第五步：将第四步中计算得出的输出占空比uk和1-uk作为控制信号输出至ipm中的开关q1和开关q2，实现对dc/dc变换器的控制。

本发明的有益效果是：通过本发明所述的电路可以直接将同一时刻的输入电压uin，电感电流il，输出电压uo和输出电流io取样输入控制器dsp，且本算法采用反馈线性化与非线性高阶滑模控制相结合的方式，对于提高dc/dc变换器控制稳定性能、动态响应速度和抗干扰能力具有重要的意义。

附图说明

图1是本发明的结构框图。

图2是dc/dc变换器结构图。

图3是本发明中电压转换电路的电路图。

图4是本发明中电流转换电路的电路图。

图5是本发明中分压电路和前级反向比例运放电路的电路图。

图6是本发明中后级反向比例运放电路的电路图。

图7是本发明中ipm驱动电路的电路图。

图8是本发明中电压保护电路的电路图。

图9是本发明的控制算法原理框图。

图10是负载突变实验中pi控制时的输出电压uo波形。

图11是负载突变实验中非线性高阶变结构控制时的输出电压uo波形图。

图12是负载突变实验中pi控制时的电感电流il的波形图。

图13是负载突变实验中非线性高阶变结构控制时的电感电流il的波形图。

图14是负载突变实验中pi控制时的输出电流io的波形图。

图15是负载突变实验中非线性高阶变结构控制时的输出电流io的波形图。

具体实施方式

以下结合具体实施例及附图对本发明的技术方案作进一步详细的描述。

具体实施例1，如说明书附图1和2所示，本发明是双向dc/dc非线性高阶滑模控制器，包括dc/dc变换器及控制电路，所述的控制电路包括电信号取样单元、控制器dsp和ipm驱动电路，所述的电信号取样单元的输出端与控制器dsp的输入端连接，所述的电信号取样单元包括连接在dc/dc变换器输入侧的输入电压取样电路和输入电流取样电路，以及连接在dc/dc变换器输出侧的输出电压取样电路及输出电流取样电路；

所述的控制器dsp的输出端借助ipm驱动电路与dc/dc转换器的ipm控制连接，

关键点是：所述的输入电压取样电路和输出电压取样电路均包括电压转换电路、分压电路和运放电路，所述的电压转换电路的输入端形成为电压信号采样端与dc/dc变换器连接，所述的电压转换电路经分压电路与运放电路的输入端相连，所述的运放电路的输出端与控制器dsp的输入端连接；

所述的输入电流取样电路和输出电流取样电路均包括电流转换电路和运放电路，所述的电流转换电路的输入端形成为电流信号采样端与dc/dc变换器连接，所述的电流转换电路的输出端与运放电路的输出端相连，所述的运放电路的输出端与控制器dsp的输入端连接。

输入电压uin和输出电压uo经过电压转换电路采集并转换为电流信号输入到分压电路中，转换为相应的电压信号，所述的电压信号经过运放电路处理流入控制器dsp中。

电感电流il和输出电流io经过电流转换电路采集和转换为电压信号流入相应的运放电路中，经过处理后流入控制器dsp中。所述的运放电路可以提高电压的带负载能力，增强抗干扰能力，提高增益，为控制器dsp提供合理电压。

所述的控制器dsp将输入电压uin，电感电流il，输出电压uo和输出电流io处理得到信号pwm1h、pwm1l和与之反向的pwm2h、pwm2l输入ipm驱动电路得到ipm中开关q1的占空比为uk和开关q2的占空比为1-uk的信号。

根据说明书附图3所示，所述的电压转换电路包括接线口p1、电阻r168、r169、r170和r171、霍尔直流电压传感器vs_in2和电容c136、c137和c138；

所述的dc/dc变换器的正极输入口借助接线口p1串联电阻r168和电阻r169后并与霍尔直流电压传感器vs_in2的正极输入端相连，所述的dc/dc变换器的负极输入端借助接线口p1串联电阻r170和电阻r171后与霍尔直流电压传感器vs_in2的负极输入端相连，所述的霍尔直流电压传感器vs_in2的输出端为电压转换电路的输出端。

电压信号流入电压转换电路中，经电阻转换为电流信号输霍尔传感器，所述的霍尔直流电压传感器vs_in2以1：2.5的放大输出相应的电流信号传递至分压电路。

根据说明书附图4所示，所述的电流转换电路包括霍尔直流电流传感器和接线口p2，dc/dc变换器的正负极输入口借助接线口p2与霍尔直流电流传感器的正负输入口连接，所述的霍尔直流电流传感器的vout端口为电流转换电路的输出端。

所述的电流信号经过电流转换电路将200a的电流信号转换为2.5v的正电压信号输入到后级电路。

根据说明书附图5和6所示，所述的运放电路包括前级和后级反向比例运放电路，所述的前级反向比例运放电路包括分压电阻、电阻r70、r71和r72、电容c72、c73和c74、和输入运算放大器u2d；

所述的前级反向比例运放电路的输入端通过分压电阻接地，所述的前级反向比例运放电路的输入端与分压电阻的连接点cha3经过稳压管接地，所述的采样电路的输入端经过电阻r70与输入运算放大器u2d的负极输入端串联，所述的输入运算放大器u2d的正极输入端经过电容c73和电阻r71接地，所述的电容c73与电阻r71并联，所述的输入运算放大器u2d的输出端经过并联连接的电容c74与电阻r72与其负极输入端相连形成反馈，所述的输入运算放大器的输出端为前级反向比例运放电路的输出端并与后期采样电路的输入端相连；

所述的后级反向比例运放电路包括电阻r73、r74、r75和r76、电容c75和c76、和输入运算放大器u2c；

所述的后级反向比例运放电路的输入端经过电阻r74与输入运算放大器u2c的负极输入端串联连接，所述的输入运算放大器u2c的正极输入端串联电阻r73接地，所述的输入运算放大器u2c的输出端经过并联连接的电容c75和电阻r75与其负极输入端连接，所述的输入运算放大器u2c的输出端通过电阻r76作为后级反向比例运放电路的输出端与控制器dsp的信号输入端相连。

2.5v左右的正电压信号经过两级反向比例运放电路后，得到正的放大电压信号，输入控制器dsp中。

根据说明书附图7所示，所述的ipm驱动电路包括一个8位三态总线发送接收器u1相同，输入信号相反的两个独立驱动隔离电路，所述的两路驱动隔离电路分别接于8位三态总线发送接收器u1的b0、b1管脚和b2、b3管脚，

所述的独立驱动隔离电路包括光耦合器u2、电阻r1、r2和r3，电容c1、c2和c3；

所述的光耦合器u2的第2管脚和第3管脚为驱动隔离电路的输出端，分别与8位三态总线发送接收器u1的b0管脚和b1管脚相连，所述的光耦合器u2的第2管脚和第3管脚之间并联有电阻r3和电容c2，所述的光耦合器u2的第7管脚和第6管脚间串联电阻r2，所述的光耦合器u2的第8管脚和第5管脚间串联电容c3，所述的光耦合器u2的第8管脚与第7管脚短路连接，所述的光耦合器的第6管脚作为驱动隔离电路的输出端与dc/dc变换器中ipm的开关q1相连；

所述的8位三态总线发送接收器u1的a0管脚和a1管脚，分别输入来自控制器dsp的pwm1h信号和pwm1l信号，输出pwm1up和pwm1un信号；

所述的8位三态总线发送接收器u1的a2管脚和a3管脚，分别输入来自控制器dsp的pwm2h信号和pwm2l信号，输出pwm2up和pwm2un信号进入另一路驱动隔离电路。

所述的控制器dsp输出的pwm1h和pwm1l信号和pwm2h和pwm2l信号经过74ls643放大输出pwm1up、pwm1un、pwm2up和pwm2un，pwm1up和pwm1un与pwm2up和pwm2un为一组信号分别经过两个独立的光耦合器处理，输出占空比为uk和1-uk的高电平信号，输入ipm中的开关q1和开关q2。

所述的双向dc/dc非线性高阶滑模控制器还包括保护电路，所述的保护电路的输入端连接电压转换电路的输出端，所述的保护电路包括滑动变阻器rr4，电容c39、c40和c41、电阻r43、r44、r45、r46和r47，三极管quin4和比较器uam2b；

所述的滑动变阻器rr4的电阻两端分别连接±15v的电压源，滑动端经过电容c39与-15v电压源连接，所述的滑动变阻器rr4的输入端通过电阻r44与比较器uam2b的负输入端连接，所述的保护电路的输入端串联电阻r43连接比较器uam2b的正输入，所述的比较器uam2b的正负输入端分别串联电容c40和c41接地，所述的比较器uam2b的输出端串联电阻r45与三极管quin4的基极连接，所述的串联电阻r45与三极管quin4的基极串联点通过电阻r46连接+15v的电压源，所述的三极管quin4的集电极串联电阻r47与5v电压源连接，所述的三极管quin4的发射极接地，所述三极管quin4的集电极为保护电路的输出端，与控制器dsp的输入端相连，用于输出保护控制信号。

通过调节滑动变阻器rr4人为设置安全电压，安全电压通过vref4端输入比较器uam2b负极，同时转换电路所输出的电流信号经过电阻r43输入比较器uam2b的正极与安全电压进行对比，若高于安全电压，比较器uam2b输出高电平，从而三极管quin4导通，电路短路，从而起到保护电路的作用，若低于安全电压，比较器uam2b输出低电平，从而三极管quin4断开，正常工作。

根据根据说明书附图9所示，双向dc/dc非线性高阶滑模控制器的控制方法为，采集dc/dc变换器输入输出端的电信号至控制器dsp，由控制器dsp经控制方法计算后输出占空比为uk和1-uk的控制信号至ipm中的开关q1和开关q2，

关键点是：所述的控制方法包括如下步骤：

第一步：设定输出电压目标值uoref、参数kp1、kp2、k21和k22；

第二步：采集dc/dc变换器的输入电压uin，电感电流il，输出电压uo和输出电流io

第三步：通过以上参数计算以下参数：

第四步：根据步骤三中的参数计算控制信号的占空比uk，

第五步：将第四步中计算得出的输出占空比uk和1-uk作为控制信号输出至ipm中的开关q1和开关q2，实现对dc/dc变换器的控制。

根据以上方法进行非线性高阶变结构控制仿真：

在负载突变干扰的条件下,将非线性高阶变结构控制方法与传统电压-电流双闭环pi控制，进行了对比仿真实验。实验参数如表1所示:

表1仿真实验参数

所述的负载突变实验，为了验证非线性高阶变结构控制的控制效果。通过在0.4s时负载功率增加7kw，并在0.7s时负载功率减小7kw。

由说明书附图10和11可知，负载突变时，pi控制的输出电压大幅振荡，超调量约40v，稳定时间约0.2s；非线性高阶变结构控制的输出电压小幅振荡，超调量约10v，稳定时间约为0.1s。

由说明书附图12和13可知，非线性高阶变结构控制算法在负载突变时的电流响应速度比pi控制下的电流响应速度更快，pi控制下电感电流过渡时间约0.2s，非线性高阶变结构控制的过渡时间只需要0.1s。

由说明书附图14和15可知，受负载投切的影响，输出电流变化明显，但是pi控制下输出电流稳定速度要慢于非线性高阶变结构控制。因此，非线性高阶变结构控制算法与pi控制相比，抗负载扰动能力更强，控制速度更快。