采用宽禁带器件与硅基器件的电流纹波补偿电路及方法与流程

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及采用宽禁带器件与硅基器件的电流纹波补偿电路及方法。

背景技术：

随着电力电子不断向着高频化，大功率方向发展，硅基半导体器件已经达到了材料自身特性的理论极限，传统的硅基器件的性能不能满足于电力电子行业的需求，严重限制了电力电子行业的发展。以碳化硅(sic)和氮化镓(gan)为代表第三代宽禁带半导体在上个世纪90年代在制造工艺上有所突破，至今制造技术也愈发成熟。如今，以碳化硅和氮化镓为代表的第三代宽禁带半导体已经成为电力电子行业最为关注的开关器件。但在新型开关器件带来诸多便利的同时也带来巨大挑战，虽然宽禁带半导体发展至今已有20多年制造工艺不断完善，但相较于传统硅基器件，sic和gan高昂的价格仍然是阻碍其在开关电源行业得到广泛应用的重要因素之一。

功率器件的开关行为会导致功率变换器输出包含开关纹波成分，它会恶化输出电能质量，甚至引起电磁兼容问题。现有解决方法有：

(1)优化设计输出滤波器，通过降低输出滤波器的带宽或使用高阶滤波器可以有效抑制开关纹波，但这会增加滤波器体积或给控制器的设计带来困难。

(2)提高开关频率可以增加输出开关纹波的频率，从而间接提高滤波器的纹波抑制效果。但提高开关频率会增加系统的开关损耗，降低系统效率。

(3)主动纹波抑制方法是指使用额外的主动电路来补偿开关纹波的技术在确定高低频开关频率前提下，计算低频纹波电流，通过把纹波电流平均分到高频开关周期内并计算对应的占空比，实现对低频支路的电流纹波补偿。其高频补偿支路采用线性控制策略，控制带宽较高，因此容易受到扰动的影响，在实践中控制环路稳定性较差。

技术实现要素：

为了解决相关技术中的dcdc功率变换器器开关损耗较大以及目前因宽禁带器件价格较高导致宽禁带器件未能普及应用和功率器件包含开关纹波成分的问题。本发明提供了一种宽禁带器件与硅基器件混搭的dcdc功率变换器电流纹波补偿电路及补偿方法，采用小容量的宽禁带器件达到近似于大容量宽禁带器件类似的产品性能，从而降低成本，提高功率变换器的效率，推进小容量的宽禁带器件得到更广泛的应用。

采用宽禁带器件与硅基器件混搭的dcdc电流纹波补偿电路，包括：以硅基器件作为开关管的功率干路实现大功率变流；以宽禁带器件作为开关管的补偿支路实现电流纹波补偿；所述大功率变流干路工作在低频状态；其中所述电流纹波补偿支路工作在高频状态；所述功率干路和补偿支路呈并联状态；高频补偿支路补偿低频干路电流纹波。

进一步的，所述的多路开关并联为双路开关并联，三路开关并联，四路开关并联。

进一步的，所述的电路纹波补偿电路为升压型电路(boost)、降压型电路(buck)、升降压型电路(buck－boost)、正激型电路(forward)、反激型电路(flyback)。

进一步的，所述的硅基器件为igbt或者mosfet，所述的宽禁带器件为sic、gan、gaas、ain。

进一步的，所述的dcdc功率变换电路为隔离型电路或者非隔离型电路。

一种dcdc电流纹波主动补偿方法，包括功率干路和补偿支路，所述的功率干路的运行于低频状态，流过大电流，为主要的功率输出电路；补偿支路通过控制器控制补偿电感输出电流来跟踪电流参考值与功率干路电感电流值的偏差电流，用于补偿电流纹波；电压反馈值与参考值之间的误差经过电压控制器gvc，获得参考电流值iref。

进一步的，所述的功率干路采用线性控制方法控制，补偿支路采用滞环控制方法，参考电流值iref与δil/2的差作为功率干路电流参考值i1ref，其中δil/2可以根据buck变换器的电流纹波公式计算得出，其计算方法如下：

其中δil是纹波电流，vo是输出电压，f1是开关频率，l1是功率电感值，d1是占空比。对于辅助补偿支路，其电流参考值i2ref为电流反馈值il1与传统电流参考值iref的差，各参考电流关系如式(2)和式(3)所示。

i2ref＝iref-il1fb(3)。

进一步的，所述的il＝il1fb+il2fb(4)

联立式(2)(3)(4)得：

根据滞环控制原理得：

i2ref-δi＜il2fb＜i2ref+δi(6)

将式(6)左右同时加il1fb得：

il1fb+i2ref-δi＜il＜il1fb+i2ref+δi(7)

联立式(2)(7)得：

iref-δi＜il＜iref+δi(8)

即两路叠加后的电路纹波为2δi。

进一步的，滞环开关周期和补偿支路电感值l2之间应满足如下关系：

hrr(t)是补偿支路的参考电流波形，与功率干路电流互补。功率干路电流下降斜率为-vo/l1，则hrr(t)的上升斜率为vo/l1，hhr(t)是参考电流上升阶段滞环上限函数解析式，hlr(t)对应于参考电流滞环下限函数解析式。r1(t)是补偿支路电感电流波形的上升阶段函数解析式，斜率为(vs-vo)/l2。当t＜t1时，有

其中(9)(11)式中的δi对应于滞环控制的上下限。联立(9)(12)式，以及(11)(12)式，可以分别求出点a和点c的坐标表达式。f1(t)是滞环开关电流下降阶段的解析式，其斜率为-vo/l2，再根据点a坐标可以求出f1(t)的解析式为

联立(11)(13)式可以求得b点横坐标

δt1为b点和c点的横坐标之差，有

当补偿支路参考电感电流下降时，此时功率干路电感电流处于上升阶段，电感电流上升斜率为(vs-vo)/l1，则补偿支路参考电流斜率为-(vs-vo)/l1，各波形的解析式为

hhf(t)是参考电流下降阶段时的滞环上限，hff(t)是补偿支路的参考电流波形解析式，hlf(t)是参考电流波形下降阶段的滞环下限解析式。r2(t)是补偿支路电流上升时候的电流波形解析式，f2(t)是补偿支路电流波形下降时候的解析式。可求得e,d,f各个点的坐标表达式，δt2为d点和f点横坐标之差，有

根据式(15)和(19)，得δt1＞δt2，滞环开关周期在δt1与δt2之间变化。

进一步的，所述的l2的计算方法如下：

(1)设计一定指标的滞环开关周期，按照公式(19)计算出理论电感值l2；

(2)滞环开关周期是否等于设计指标，若等于，则结束；否则滞环周期大于指标，则减小l2的值；滞环周期小于指标，则增大l2的值，直到滞环周期等于设计指标。

本发明以大容量的igbt为开关管实现主功率变流的功率干路；以小容量的gan为开关管实现电流纹波补偿的的补偿支路；功率干路开关工作在低频，由于频率较低整个igbt的开关损耗将会大大降低；补偿支路开关工作在高频，由于gan器件损耗很小，而且控制其流过的比较小的纹波电流，因此整个补偿支路的开关损耗也比较低；本发明大容量igbt作为功率干路开关器件,小容量gan作为补偿支路开关器件。功率干路工作在低频状态，将会产生较大电流纹波，通过控制以gan为开关器件的补偿支路补偿功率干路产生的电流纹波，最终实现二者叠加后，尽可能呈现恒流输出，使得整个功率变换器的动态性能以及整体的开关损耗大大降低，而且可以降低输出滤波电容的容量。在发挥硅基器件与宽禁带器件各自器件优势的同时，实现高频支路对低频支路电流纹波的补偿，降低总成本与开关管的导通损耗。采用并联buck电路的拓扑结构，使用控制器控制来补偿输出纹波电流，从而提高控制环路的鲁棒性。

附图说明

图1为本发明实施例1宽禁带器件与硅基器件混搭的电流纹波补偿电路示意图；

图2为本发明实施例2宽禁带器件与硅基器件混搭的电流纹波补偿电路示意图；

图3为纹波补偿原理图；

图4为系统控制框图；

图5为参考电流波形图；

图6为补偿支路电流上升阶段参考电流波形图；

图7为补偿支路电流下降阶段参考电流波形图；

图8为电感l2大小设计流程图；

图9为高频和低频电感电流波形图；

图10为补偿前输出电压纹波和电感电流波形图；

图11为纹波主动补偿方法输出电压以及主辅两路叠加的电流波形图。

具体实施方式

为了使本申请实施例中的技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图对本申请的示例性实施例进行进一步详细的说明，显然，所描述的实施例仅是本申请的一部分实施例，而不是所有实施例的穷举。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

一种采用硅基器件与宽禁带器件混搭的多路并联开关纹波补偿dcdc功率变换电路，包括并联的功率干路和补偿支路，所述功率干路以硅基器件作为开关管实现大功率变流，且工作在低频状态；所述补偿支路以宽禁带器件作为开关管的补偿支路实现电流纹波补偿，且工作在高频状态；高频补偿支路补偿低频干路电流纹波。

多路开关并联可以为双路开关并联，三路开关并联，四路开关并联，其中所述的电路纹波补偿支路可以为升压型电路(boost)、降压型电路(buck)、升降压型电路(buck－boost)、正激型电路(forward)、反激型电路(flyback)。硅基器件可以为igbt、mosfet，宽禁带器件可以为sic、gan、gaas、ain。dcdc功率变换电路可以为隔离型或非隔离型电路。

实施例一

如图一所示，本实施例提供的一种非隔离型纹波补偿buck功率变换器工作电路，包括并联的功率干路和补偿支路，dcdc输出端通过功率干路和补偿支路与并联的电容c和电阻r连接，并通过电容c和电阻r接地。功率干路包括串联的开关管igbtq1和功率电感l1，开关管igbtq1和功率电感l1的公共端通过第一二极管d1接地。补偿支路包括串联的开关管gan器件q2和补偿电感l2，开关管gan器件q2和补偿电感l2的公共端通过第二二极管d2接地。功率干路控制大电流，补偿支路用来补偿功率干路带来的电流纹波。

实施例二

如图2所示，本实施例提供的一种隔离型纹波补偿隔离正激变换器工作电路，包括并联的功率干路和补偿支路，功率干路包括开关管igbtq1、第四二极管d4和第一二极管d1，开关管igbtq1与电源dc并联，且开关管igbtq1与第四二极管d4之间通过变压器隔离，第四二极管d4分别与功率电感l1和第一二极管d1连接。补偿支路包括开关管gan器件q2、第三二极管d3和第二二极管d2，开关管gan器件q2与电源dc并联，且开关管gan器件q2与第三二极管d3之间通过变压器隔离，第三二极管d3分别与补偿电感l2和第二二极管d2连接。功率干路控制大电流，补偿支路用来补偿功率干路带来的电流纹波。

图3为本申请实施例提供的一种宽禁带器件与硅基器件混搭的电流纹波补偿原理示意图，图中给出的是补偿支路和功率干路的参考电流值。

实施例1和实施例2中功率干路的运行于低频状态，流过大电流，为主要的功率输出电路。补偿支路通过滞环控制电感l2输出电流来跟踪电流参考值与功率干路电感电流值的偏差电流，用于补偿电流纹波。最终实现两条支路电流叠加后和给定参考电流值相等，如图3所示。从而使输出电流纹波大大减小，进而降低输出电压纹波。

一种dcdc电流纹波主动补偿方法，包括并联的功率干路和补偿支路，功率干路的运行于低频状态，流过大电流，为主要的功率输出电路。补偿支路通过滞环控制补偿电感输出电流来跟踪电流参考值与功率干路电感电流值的偏差电流，用于补偿电流纹波，控制器采集补偿电感l2的输出电压和流经电感l2的电流。系统控制框图如图4所示，功率干路采用线性控制方法控制，控制器分别采集功率电感l1的输出电压和流经电感l1的电流，反馈值与参考值之间的误差经过电压控制器gvc，获得参考电流值iref，控制器的计算结果输出控制开关管，开关管可以采用硅基器件、宽禁带器件或其他类型的开关管。它与δil/2的差作为功率干路电流参考值i1ref，其中δil/2可以根据buck变换器的电流纹波公式计算得出，其计算方法如下：

其中δil是纹波电流，vo是输出电压，f1是开关频率，l1是功率电感值，d1是占空比。对于辅助补偿支路，其电流参考值i2ref为电流反馈值il1与传统电流参考值iref的差，各参考电流关系如式(2)和式(3)所示。

i2ref＝iref-il1fb(3)

补偿支路可以采用pid控制方法或其他控制方法控制，但补偿支路由于il1fb频率和低频开关频率相等，即补偿支路电流参考信号是一个快速变化的信号，这就要求辅助支路要有更快的响应速度才能跟随这样的电流参考信号。滞环控制具有电流响应快，跟踪误差小，稳定性强和容易实现的特点，因此更适合用于辅助支路的电流控制。由图4系统控制框图可以得到如下关系：

il＝il1fb+il2fb(4)

联立式(2)(3)(4)得：

根据滞环控制原理得：

i2ref-δi＜il2fb＜i2ref+δi(6)

将式(6)左右同时加il1fb得：

il1fb+i2ref-δi＜il＜il1fb+i2ref+δi(7)

联立式(2)(7)得：

iref-δi＜il＜iref+δi(8)

即两路叠加后的电路纹波为2δi。

实际应用过程中，开关器件的开关频率存在上限，因此补偿支路电感要按照器件的开关频率设计滞环开关周期和补偿支路电感值之间应满足一定的关系。如图6所示，hrr(t)是补偿支路的参考电流波形，与功率干路电流互补。功率干路电流下降斜率为-vo/l1，则hrr(t)的上升斜率为vo/l1，hhr(t)是参考电流上升阶段滞环上限函数解析式，hlr(t)对应于参考电流滞环下限函数解析式。r1(t)是补偿支路电感电流波形的上升阶段函数解析式，斜率为(vs-vo)/l2。当t＜t1时，有

其中(9)(11)式中的δi对应于滞环控制的上下限。联立(9)(12)式，以及(11)(12)式，可以分别求出点a和点c的坐标表达式。f1(t)是滞环开关电流下降阶段的解析式，其斜率为-vo/l2，再根据点a坐标可以求出f1(t)的解析式为

联立(11)(13)式可以求得b点横坐标

δt1为b点和c点的横坐标之差，有

当补偿支路参考电感电流下降时，补偿支路电流如图7所示。此时功率干路电感电流处于上升阶段，电感电流上升斜率为(vs-vo)/l1，则补偿支路参考电流斜率为-(vs-vo)/l1，各波形的解析式为

hhf(t)是参考电流下降阶段时的滞环上限，hff(t)是补偿支路的参考电流波形解析式，hlf(t)是参考电流波形下降阶段的滞环下限解析式。r2(t)是补偿支路电流上升时候的电流波形解析式，f2(t)是补偿支路电流波形下降时候的解析式。可求得e,d,f各个点的坐标表达式，δt2为d点和f点横坐标之差，有

根据式(15)和(19)，得δt1＞δt2，滞环开关周期在δt1与δt2之间变化。考虑到实际功率开关存在开关频率上限，则应该选用最大开关频率对应的开关周期作为我们设计开关周期的指标。此外，推导过程是以完美补偿为前提的，实际电路中存在延时环节，开关管导通时候存在开关管导通压降，电感存在寄生电阻，从而形成寄生电阻压降，开关管关断时候存在二极管压降，这会使实际电路电感两端电压值会小于理论计算值。因此理论计算值肯定比实际要求电感值大。通过不断调整l2的大小，直到l2的取值满足设计的滞环开关周期为止。具体设计流程如图8所示，l2的计算方法如下：

(1)设计一定指标的滞环开关周期，按照公式(19)计算出理论电感值l2；

(2)滞环开关周期是否等于设计指标，若等于，则结束；否则滞环周期大于指标，则减小l2的值；滞环周期小于指标，则增大l2的值，直到滞环周期等于设计指标。

仿真验证

补偿前实验方案为输入电压vs为15v，输出电压vo为10v，开关工作频率f1为2khz，对应的开关周期为0.5ms，负载rl为4ω。补偿前输出电压纹波系数设为4％。根据以上设计目标和分析有

计算可得d1＝2/3，l1>0.67mh，主功率电感选择1mh。当l1＝1mh时，理论上电流纹波为1.67a。根据补偿前纹波系数的，则有

rc·iripple＜0.04·vo(22)

选择输出滤波电容为470μf，输出滤波电容寄生电阻为0.2ω。

补偿支路设计，设计目标：补偿后注入到电容的电流纹波为0.2％，补偿支路开关周期设置定为80us。根据式(10)可知，补偿后注入到电容的电流纹波即为2δi，按照以上设计目标有

取δi＝0.001a将滞环上下限代入可得

则l2要小于500μh，显然在定义域内δt2＜δt1。因此这里使用式(25)确定电感l2的值，将滞环开关周期δt2＝80μs代入(25)式可求得l2的初始值为0.499mh，然后通过仿真按照图8所示方式不断迭代直到滞环周期接近80μs，求得l2＝330μh。设计完成后，观察补偿前后电压与电流纹波大小变化。

表1(a)补偿前的实验结果

tab.1(a)simulationresultsbeforecompensation

表1(b)补偿后的实验结果

tab.1(c)simulationresultsaftercompensation

如图9仿真波形所示，功率干路与补偿支路的电感电流呈互补形状。仿真结果如表格1所示，其中表格1(a)是补偿前buck变换器仿真数据，1(b)是纹波主动补偿策略补偿后的输出波形数据。对比图10和图11，电流纹波由1.577a减小至0.683a，减小了56.63％，电压纹波由0.344v减小至0.130v，减小了62.09％，以上仿真数据分析从理论上验证了这种纹波补偿思路的正确性。