基于四端口插入式的单相五电平整流器的制作方法

本发明属于交流-直流多电平变换器技术领域，具体涉及一种基于四端口插入式的单相五电平整流器。

背景技术：

在交流-直流变换技术领域中，传统的整流器，如二极管不控整流和晶闸管相控整流，虽然具有结构简单，控制容易实现的优点，但会在网侧注入大量谐波，使得电网的谐波污染较为严重，难以将谐波含量控制在现有的谐波标准范围内，可靠性与安全性较低。因此已逐渐退出了工业应用。

为解决以上问题，目前采用较多的方式为有源功率因数校正，即通过控制开关管等有源器件，让输入电流波形跟随输入电压波形。在传统三电平整流电路中，功率器件耐压值受到限制，为达到更好的滤波效果，需要采用体积较大的电感，在一定程度上增加成本，功率密度及效率降低，不适用于中高压大功率场合。因此，进一步研究电路拓扑结构并采取有效的控制方法，是解决以上问题的关键。

技术实现要素：

针对传统三电平整流器存在谐波含量高、功率器件耐压值受限等问题。本发明对传统三电平整流电路的结构做改进，而提出一种基于四端口插入式单相五电平整流器，将电平数抬升到五电平，工作效率进一步提高；相比于传统三电平整流器，本发明整流器具有谐波含量低、开关管电压应力小、功率密度大等优点，适用于中小功率等级下高效、高可靠性的整流电路中。

本发明采取的技术方案为：

基于四端口插入式单相五电平整流器，包括：

双耦合磁绕组n1、双耦合磁绕组n2、电容c1、电容c2、开关管q1～q3、二极管d1～d10；

交流电源ug的一端、二极管d1的阴极、绕组n1的一端连接，构成端点c；

交流电源ug的另一端、二极管d2的阴极、绕组n2的一端连接，构成端点d；

绕组n1的另一端、二极管d3的阳极、开关管q1的集电极连接，构成端点a；

绕组n2的另一端、二极管d4的阳极连接，构成端点b；

二极管d4的阴极、二极管d5的阳极、二极管d6的阴极连接，构成端点e；

二极管d3的阴极、二极管d7的阴极连接，构成端点f；

二极管d5的阴极、二极管d7的阳极、二极管d8的阴极、开关管q3的集电极连接，构成端点g；

二极管d6的阳极、二极管d9的阳极、开关管q3的发射极、开关管q2的集电极连接，构成端点h；

二极管d1的阳极、二极管d2的阳极、二极管d10的阴极、开关管q1的发射极、开关管q2的发射极连接，构成端点i；

电容c1的正极、负载r的一端连接，构成端点m，端点m连与端点f；

二极管d8的阳极、二极管d9的阴极、电容c1的负极、电容c2的正极连接，构成端点o；

二极管d10的阳极、电容c2的负极、负载r的另一端连接，构成端点n。

所述双耦合磁绕组n1包括绕组n11、绕组n12，绕组n11、n21采用共芯同向绕制，为电感l1；

双耦合磁绕组n2包括绕组n21、绕组n22；绕组n12、n22采用共芯反向绕制，为电感l2；

以上两组绕组其匝数完全相同，磁芯完全匹配，电感值相等。

该整流器中的端点e、端点f、端点i、端点o，构成四端口插入式结构。

所述二极管d1、d2为普通二极管；二极管d1、d2使输出端与输入端建立联系，为回路电流一直提供低阻抗电流通路，衰减共模干扰。

d3～d10为快恢复二极管，其中，二极管d4、d10用作电压钳位，可以保证功率单向流通，提高电路工作可靠性。

所述电容c1、电容c2均为等值电解电容，用于平衡直流侧中点电位，具有稳压作用。

所述开关管q1～q3均为无体二极管的n沟道绝缘栅双极晶体管n-igbt。

本发明一种基于四端口插入式单相五电平整流器，技术效果如下：

(1)、相比于传统三电平整流器，本发明电路拓扑结构，融合耦合磁绕组和五电平电路结构，谐波含量降低，电感体积缩小，开关管电压应力减小一半；

(2)、本发明电路中由端点e、f、i、o构成四端口插入式结构，既可实现电压钳位，也可做到功率的多向流通，该结构便于集成化，且具有较高的可靠性。

(3)、在同等功率等级下，本发明电路中仅采用三个无体二极管型n沟道绝缘栅双极晶体管n-igbt，克服了电力场效应晶体管mosfet中寄生体二极管对电路工作模态的影响，使得电流流通路径减少，具有损耗小、成本低的优势。

(4)、本发明所述电路融合双耦合磁绕组和五电平电路结构，仅采用三个开关管配合使用，将电平数抬升到五电平，在负载波动条件下，依然具有较好的电能质量。相比于传统三电平整流器，具有谐波含量低，开关管电压应力小，功率密度大等优点。本发明适用于中小功率等级下高效、高可靠性的整流电路中。

附图说明

图1为本发明一种基于四端口插入式的单相五电平整流器拓扑结构电路图；

图2是本发明电路在电源电压正半周工作模态一电路图；

图3是本发明电路在电源电压正半周工作模态二电路图；

图4是本发明电路在电源电压正半周工作模态三电路图；

图5是本发明电路在电源电压负半周工作模态四电路图；

图6是本发明电路在电源电压负半周工作模态五电路图；

图7是本发明电路在电源电压负半周工作模态六电路图；

图8是本发明电路开关管q1～q3六种工作模态图；

图9是本发明电路开关管在四个电压区间转换的脉冲分配原理图；

图10(1)是本发明电路电压uab波形图；

图10(2)是本发明电路交流侧输入电压ug和电流ig波形图；

图10(3)是本发明电路直流输出电压udc波形图；

图11(1)是本发明电路在0.2～0.3s时负载增减50％时电压uab波形图；

图11(2)是本发明电路在0.2～0.3s时负载增减50％时交流侧输入电压ug和电流ig波形图；

图11(3)是本发明电路在0.2～0.3s时负载增减50％时直流输出电压udc波形图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明电路做具体说明：

本发明电路详细实验参数如下：

交流电源ug输入电压为220v，电源频率50hz，电感l1与l2感值均为1.5mh，电容c1、c2容值均为2200uf，负载r阻值为30ω，直流侧输出电压400v，其中，开关频率10khz。

图1为本发明一种基于四端口插入式的单相五电平整流器拓扑结构图：

由交流电源ug、双耦合磁绕组n1与n2、电容c1与c2、开关管q1～q3、二极管d1～d10与负载r构成。

双耦合磁绕组n1包含绕组n11与n12；双耦合磁绕组包含绕组n21与n22；

图1中，基于四端口插入式的单相五电平整流器中：

交流电源ug的一端、二极管d1的阴极、绕组n1的一端共同构成端点c；

交流电源ug的另一端、二极管d2的阴极、绕组n2的一端连接，构成端点d；

绕组n1的另一端、二极管d3的阳极、开关管q1的集电极连接，构成端点a；

绕组n2的另一端、二极管d4的阳极连接，构成端点b；

二极管d4的阴极、二极管d5的阳极、二极管d6的阴极连接，构成端点e；

二极管d3的阴极、二极管d7的阴极连接，构成端点f；

二极管d5的阴极、二极管d7的阳极、二极管d8的阴极、开关管q3的集电极连接，构成端点g；

二极管d6的阳极、二极管d9的阳极、开关管q3的发射极、开关管q2的集电极连接，构成端点h；

二极管d1的阳极、二极管d2的阳极、二极管d10的阴极、开关管q1的发射极、开关管q2的发射极连接，构成端点i；

电容c1的正极、负载r的一端连接，构成端点m，端点m连接端点f；

二极管d8的阳极、二极管d9的阴极、电容c1的负极、电容c2的正极连接，构成端点o；

二极管d10的阳极、电容c2的负极、负载r的另一端连接，构成端点n。

电路中开关管q1、q2、q3均为无体二极管的n沟道绝缘栅双极晶体管(n-igbt)，通过控制其通断状态具有以下六种工作模态：

图2为工作模态一：交流电源ug工作于正半周期，开关管q1、q2、q3全部关断。此时因直流输出电压udc>|ug|，电网输入侧电压频率远小于开关管工作频率，所以绕组电流ig线性减小，电容c1、c2处于充电状态，充电电流为i1-idc，电压uab＝+udc。

图3为工作模态二：交流电源ug工作于正半周期，开关管q2、q3导通，q1关断。此时电容c1充电，充电电流为i1-idc，绕组n1电压为|ug|-u1，若|ug|>u1，则绕组电流ig线性增加，反之则线性减小，电容c2放电提供负载电流idc，电压uab＝+udc/2。

图4为工作模态三：交流电源ug工作于正半周期，开关管q1导通，q2、q3关断。此时交流电源ug向储能绕组n1充电，绕组电流ig呈线性上升状态，同时电容c1与c2给负载r供电，电压uab＝0。

图5为工作模态四：交流电源ug工作于负半周期，开关管q1关断，q2、q3导通。此时交流电源ug向储能绕组n2充电，绕组电流ig线性上升，同时电容c1、c2给负载r供电，电压uab＝0。

图6为工作模态五：交流电源ug工作于负半周期，开关管q1、q2关断，q3导通。此时，电容c2充电，充电电流是io-idc，绕组n2上电压为|ug|-u2，若|ug|>u2，则绕组电流ig线性增加，反之则线性减小，电容c1给负载r供电，电压uab＝-udc/2。

图7为工作模态六：交流电源ug工作于负半周期，开关管q1、q2、q3全部关断。此时因直流输出电压udc>|ug|，绕组电流ig线性减小，电容c1、c2充电，充电电流为i1-idc，电压uab＝-udc。

图8为本发明电路中开关管q1～q3六种工作模态图：当ug>0时电路工作于正半周期，ug<0时电路工作于负半周期，节点a与b间电压uab共有五种电平状态：0、+udc/2、-udc/2、+udc、-udc。电路参数变化如图所示，其中1和0分别表示开关管的导通与关断。

图9为本发明电路在pwm控制下的开关管脉冲分配图：

根据电压等级可将五种电平状态划分为四个电压区间，即：

区间一(+udc/2<ug<+udc)、区间二(0<ug<+udc/2)、区间三(-udc/2<ug<0)、区间四(-udc<ug<-udc/2)，在任意两个电平转换期间，各开关管之间通过相互配合，不断切换其开关状态来实现五电平。

图10(1)为本发明电路中电压uab波形图：图10(1)中所示波形为五电平，具有四个上下幅度相等的电压区间，这是由于两个电容等值，具有平衡电压的作用，开关管电压应力也相应减少50％，进一步验证本发明电路具有实现五电平电路的功能。

图10(2)为本发明电路交流输入侧电压ug和电流ig波形图：从图10(2)中可以看出，网侧输入电流ig经过功率因数校正已跟随输入电压ug波形正弦化，相比于传统三电平整流电路，谐波含量大大降低，电能转换效率进一步提高。

图10(3)为本发明电路直流输出侧电压udc波形图：图10(3)中所示直流侧输出电压在0.05s时就可稳定于400v，动态调节性能好。

图11(1)是本发明电路在0.2～0.3s时负载增减50％时电压uab波形图：当电路在0.2s时将负载减半，0.3s时负载恢复原值，如图11(1)所示，电压uab波形无明显变化，说明本发明电路工作可靠性高。

图11(2)是本发明电路在0.2～0.3s时负载增减50％时交流侧输入电压ug和电流ig波形图：当负载在0.2s～0.3s时发生变化，网侧输入电流ig与电压ug仍保持同相位，具有较好的电能质量。

图11(3)是本发明电路在0.2～0.3s时负载增减50％时直流输出电压udc波形图：如图11(3)所示，负载在0.2s～0.3s时发生变化，其输出电压仍维持在400v左右，电路保持稳定直流输出，具有较为稳定的升压整流功能。