基于输出电容器参数和输出电压变化的峰值电流估计的制作方法

本申请涉及用于基于电压调节器中的电流、提供给电压调节器的负载的输出电压的变化以及输出电容器的电容或等效串联电阻(esr)来估计提供给电压调节器的负载的峰值电流的技术。

背景技术：

许多供电负载(包括：服务器、游戏机和高端计算处理器)都要求在负载瞬变导致负载电流猛增到过高水平时，尽可能快地接收到过电流(oc)警告信号。一旦这样的负载接收到oc警告信号，负载就可以降低负载电流，例如，通过关闭负载内的中央或图形处理单元(cpu或gpu)的部分，或另外通过将汲取的电流钳位到安全水平来减小负载电流，这可以防止负载因电流过大而关机。向负载供电的电压调节器通常必须提供这样的oc警告信号，并且必须以最小的延迟发出该信号，因为负载响应于oc警告信号来调整负载电流还有进一步的延迟。例如，典型负载内的系统可能要求在电流峰值的4微秒内发出这样的oc警告。如果oc警告信号发出得足够迅速，例如在该4微秒的时间限制内，则负载电流(例如，cpu/gpu电流)可能会及时被减小，以防止由于电流过大而导致关机。

从输出负载电流达到警告水平时到发出oc警告的延迟可能没有提供足够的时间来防止负载的过电流关机。该延迟的主要分量是输出负载电流增加与在电压调节器内检测到该增加之间的时延。大多数开关电压调节器使用储能电感器来调节电压，并且电感器会限制从电压调节器输出的电流的变化率。负载电流的增加(和减小)导致电感器电流的对应增加(和减小)，但仅在一定的滞后之后。该滞后很大程度上取决于电感器的电感，其中较大的电感会导致较长的延迟。

用于减小报告时延并且从而提高oc警告性能的一种技术是使用较小的电感。然而，较小的电感通常在开关电压调节器中需要较高的开关频率，这是以较高的开关损耗和较低的功率效率为代价的。考虑到功率效率对于电压调节器的重要性，通常最好使用较大的电感器，以优化功率效率。

需要用于减小在电压调节器处检测负载处的过大电流水平时的时延的技术，使得可以向负载迅速地发出oc警告信号。这样的技术不应降低电压调节器的功率效率，并且因此不应该影响所选择的电感器尺寸。

技术实现要素：

根据用于估计提供给开关电压调节器的负载的负载电流的方法的实施例，该方法可以在开关电压调节器内实现。该方法包括感测电感器电流和开关电压调节器的输出电压。该方法进一步包括确定感测到的输出电压中的电压变化，并且基于电感器电流、电压变化和开关电压调节器的输出电容器的电容器参数来估计负载电流的峰值电流。例如，电容器参数可以是输出电容器的电容或等效串联电阻(esr)。

根据开关电压调节器的实施例，开关电压调节器被配置为估计提供给负载的负载电流。开关电压调节器包括功率级、输出、输出电容器、电感器和控制器。输出用于耦合负载并且用于向负载提供电流。输出电容器被耦合到输出并且具有包括输出电容和输出电容器esr的电容器参数。电感器被耦合在功率级与输出之间，并且具有流经电感器的电感器电流。控制器被配置为感测电感器电流和输出处的输出电压。控制器进一步被配置为确定感测到的输出电压中的电压变化，并且基于感测到的电感器电流、电压变化和电容器参数中的至少一个电容器参数来估计负载电流的峰值电流。

本领域技术人员在阅读以下详细描述并在查看附图时将认识到附加的特征和优点。

附图说明

附图的元件不必相对于彼此成比例。相同的附图标记表示对应的相似部分。除非它们相互排斥，否则可以组合各种所示实施例的特征。在附图中描绘了实施例，并且在随后的描述中详细描述了实施例。

图1示出了开关电压调节器的示意图，开关电压调节器包括控制器，控制器被配置为估计峰值负载电流并且部分地基于感测到的输出电压来发出过电流警告信号。

图2示出了与图1类似的电路内的电压和电流相对应的波形。

图3a和3b示出了与图1内的电压和电流相对应的波形。

图4a、4b、5a、5b示出了在各种负载线条件下和具有不同电流瞬变的情况下与图1内的电压和电流相对应的波形。

图6示出了用于估计峰值负载电流的方法。

图7a、7b、7c和7d示出了用于估计峰值负载电流的子方法。

具体实施方式

本文描述的实施例提供了用于估计正由负载吸收的峰值电流的电路和方法。所描述的技术在向负载供电的电压调节器或其中的控制器内实施。这些技术不仅依赖于电压调节器内的测量的电流(例如，通过开关电源的电感器的电流)，而且使用电压调节器的测量的输出电压以及输出电容器的参数来估计峰值负载电流。由于输出电压在负载电流急剧增加后几乎立即改变，因此与仅依赖于电压调节器的测量的输出电流的估计技术相比，上述基于输出电压的估计技术能够以明显更少的时延追踪峰值负载电流。估计的峰值负载电流可以用于生成过电流(oc)警告信号，该信号可以被发送到负载。所描述峰值负载电流估计技术提供的减少的时延导致在负载电流瞬变之后发出oc警告信号的延迟减少，从而提高了负载能够安全地降低其电流消耗并且避免oc关机的可能性。

为了描述清楚，在基于作为开关降压转换器的电压调节器的特定示例的背景下解释该技术。然而，该技术可以类似地被应用于其他非隔离式电压调节器，其将储能电感器与功率(开关)级(例如，包括升压转换器和降压/升压转换器)结合使用。可以类似地在隔离电压转换器(例如，包括反激和正激转换器)内实现该技术。所描述的峰值负载电流估计技术可以改善从任何如下电压调节器发出oc警告的时延，该电压调节器在发生负载电流瞬变与可以在电压调节器内的感测电流中检测到关联的峰值负载电流之间产生明显的延迟。该技术依赖于测量电压调节器的输出电压，并使用耦合到输出电压的输出电容器的参数。这些参数包括等效串联电阻(esr)和/或输出电容器的电容，并且通常被存储在电压调节器内的存储器中。

所描述的实施例出于解释的目的提供了特定的示例，并且不意味着是限制性的。除非上下文不允许，否则示例实施例的特征和方面可以被组合或重新布置。下面以对与负载和向该负载供电的电压调节器对应的电路的描述开始。结合示出与电压调节器和负载相关联的电流和电压的波形来进一步描述该技术。接下来，针对各种条件提供了峰值负载估计技术的准确性结果。最后，描述了用于估计峰值负载电流的示例方法。

用于估计峰值负载电流的电压调节器

图1示出了负载130和向负载供电的电压调节器的示意图100。负载可以包括中央处理单元(cpu)、图形处理单元(gpu)、服务器、游戏机处理器等等。电压调节器在输入端子101处被提供输入电压vin，并且在输出端子102处被提供输出电压vout，输出端子102被耦合到负载130。电压调节器包括降压转换器110和控制器140。输出电容器120被耦合到电压调节器的输出电压vout，并且用于对提供给负载130的电压vout进行滤波(平滑)。输出电容器120被建模为具有电阻resr的等效串联电阻器(esr)、具有电感lesl的等效串联电感(esl)和具有电容cout的理想电容器。

降压转换器110包括被耦合在输入端子101与接地参考之间的功率级。功率级具有由高侧驱动器112驱动的高侧开关qh和由低侧驱动器114驱动的低侧开关ql。电感器l1将高侧开关qh与低侧开关ql之间的节点耦合到输出端子102。控制信号pwmh、pwml被输入到降压转换器110，并且控制输出电压vout和调节器电流iind。降压转换器110可以在连续导通模式(ccm)中操作，其中高侧和低侧控制信号pwmh、pwml交替地有效，使得高侧开关qh导通并且低侧开关ql关断，以在第一间隔内对电感器l1进行充电，随后是第二间隔，在第二时间间隔期间，高侧开关qh关断并且低侧开关ql导通，以对电感器l1进行放电。(第一和第二间隔由短暂的“死区时间”隔开，在“死区时间”期间，开关qh、ql均不导通，以避免电流直通。)备选地，降压转换器110可以在不连续导通模式(dcm)中操作，在不连续导通模式期间，两个开关qh、ql可以在明显的时间间隔内关断，并且开关qh与ql之间的节点可以浮置。本文描述的技术可以与ccm或dcm一起使用。

图1中示出的功率开关qh、ql是增强型金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，但可以使用其他开关类型。例如，在某些应用中，结型场效应晶体管(jfet)，双极结型晶体管(bjt)、绝缘栅双极型晶体管(igbt)、高电子迁移率晶体管(hemt)或其他类型的功率晶体管可能是优选的。

控制器140生成开关控制信号pwmh、pwml，以便调节输出电压vout，并且估计峰值负载电流，当估计的峰值负载电流超过oc警告阈值时，峰值负载电流可以用于生成oc警告信号oc_warning。oc_warning信号被提供给负载130，使得负载130可以采取校正动作，诸如禁用电路或以其他方式减小其电流消耗。

控制器140包括输出电压传感器142和脉宽调制(pwm)信号生成器146。pwm生成器146通常包括闭环控制器，诸如比例-积分-微分(pid)控制器，用于保持输出电压vout接近期望的目标电压。例如，可以使用固定频率来生成开关控制信号pwmh、pwml，在这种情况下，闭环控制器可以生成用于开关控制信号pwmh、pwml的占空比。如果输出电压vout下降到其目标以下，则高侧控制信号pwmh的占空比增加，从而向输出端子102提供额外的电流。相反，如果输出电压vout上升至其目标以上，则高侧控制信号pwmh的占空比减小，从而向输出端子102提供更少的电流。备选地，pwm生成器146可以生成固定宽度的pwm开关控制信号pwmh、pwml，并且改变它们的频率以便调节输出电压vout。对于除降压转换器110以外的转换器拓扑，例如，依赖于全桥开关电路的拓扑，可以使用相移来控制输出电压vout。因为对开关转换器(诸如降压转换器110)的控制在本领域中是已知的，所以不提供进一步的细节。

控制器140还包括电流传感器144，如图所示，该电流传感器被提供有来自降压转换器110的电流测量。在第一示例中，分流电阻器(为了便于图示而未示出)可以被串联地耦合到电感器l1，并且分流电阻器两端的电压可以被测量并且用于估计调节器电流iind。在第二示例中，直流电阻(dcr)电路(为了便于图示而也未示出)可以被耦合到电感器l1，并且用于估计调节器电流iind。在第三示例中，电流镜(为了便于图示而未示出)可以与开关qh、ql并联地耦合，并且用于测量开关电流，开关电流可以容易地被映射到调节器电流iind。在又一示例中，可以测量开关qh、ql两端的漏极-源极电压，并与开关qh、ql的导通电阻结合使用来估计通过开关的电流，然后可以容易地将该电流映射到调节器电流iind。可以使用用于估计调节器电流iind的其他技术，并且本文中描述的峰值电流估计技术不限于以上用于估计调节器电流iind的代表性示例。

控制器140进一步包括电压斜率确定器152、存储器154和峰值负载电流估计器156。电压斜率确定器152提供电压斜率δvout/δt和/或电压变化δvout。存储器154存储与输出电容器120有关的参数(包括电阻resr和输出电容cout)，以及与峰值负载电流估计技术有关的其他参数(诸如，斜率阈值)。通常在电路100的初始校准期间表征输出电容器参数，或者基于输出电容器120的额定或测量值来表征输出电容器参数，并且在使用电路100之前将其存储。备选地或附加地，这些参数可以在电路100的正常使用期间或在临时的校准间隔期间由控制器140自适应地更新。峰值负载电流估计器156基于与调节器电流iind相对应的测量电流、电压斜率δvout/δt和/或电压变化δvout、以及从存储器154取回的输出电容器参数来估计峰值负载电流。将结合图3a的波形进一步详细描述电压斜率确定器152和峰值负载电流估计器156。

可以使用模拟硬件部件(诸如，晶体管、放大器、二极管和电阻器)和主要包括数字部件的处理器电路的组合来实现控制器140及其组成部分。处理器电路可以包括数字信号处理器(dsp)、通用处理器和专用集成电路(asic)中的一个或多个。存储器154可以包括非易失性存储器(诸如，闪存)，除了先前描述的电容器参数之外，指令或数据可以被存储在该非易失性存储器中以供处理器电路使用。

图2示出了与电路(诸如，图1的电路100)内的电压和电流相对应的波形。第一波形210示出了输出电压vout，第二波形220示出了负载电流iload，并且第三波形230示出了从降压转换器110输出的电流iind。在时间t1处，发生负载瞬变，并且负载130开始消耗明显更多的电流。例如，cpu(负载)可以从睡眠状态转变为高活动状态。在时间t1处，负载电流iload从接近零的电流猛增到危险的高电流。结合该电流尖峰，输出电压vout在时间t1处下垂212。在初始急剧电压下垂212之后，输出电压vout部分地回弹，然后以更适中的速率减小214。在该减小214之后，控制器140内的闭环控制能够更有效地管理电压vout，并且电压变化受到更多抑制。

从时间t1开始，控制器140增加降压转换器110输出的电流iind，以便将输出电压vout朝向其目标(参考)值驱动。开关控制信号pwmh、pwml的开关频率以及控制器140内的闭环控制的环路带宽限制了该电流iind增加的速率，如时间t1与t2之间所示。

控制器140应该响应于负载电流iload上升到oc阈值ioc_warn以上而生成oc警告信号。如果控制器140仅依靠来自降压转换器110的测量电流iind来估计负载电流iload，则将直到时间t2才会发出oc警告信号。这表示从负载电流iload达到危险的高水平到发出oc警告信号之间有将近20微秒的延迟。在某些应用中，这样的延迟可能长得无法接受，并导致负载130执行完全的oc关机。尽早发出oc警告可能会使负载以受控方式降低其电流，从而在许多情况下阻止完全oc关机。

虽然降压转换器的输出电流iind对时间t1处的电流瞬变反应比较慢，但是输出电压vout几乎立即做出反应，如电压下垂212和电压减小214中所示。当估计峰值负载电流时，控制器140可以使用输出电压vout中的这些变化中的一个或两个变化来对电流瞬变做出更快的反应，并且如果估计的峰值足够高，则发出oc警告。这一点结合图3a和3b的波形进一步进行解释。

图3示出了与图1的电路100内的电压和电流对应的波形310、320、330，除了时间尺度被扩展，并且波形310、320、330比图2的波形更平滑(噪声更少)外，图3的波形与图2的波形相似。如图所示，在优选的实施例中，电压传感器142包括低通滤波器，以便提供平滑的输出电压vout。(波形310表示由电压传感器142输出的输出电压vout的感测版本，而不是表示实际输出电压。)然而，注意输出电压vout的任何低通滤波必须保留esr电压下垂312和电压减小314，使得可以检测到这些电压变化并将其用于峰值负载电流估计。此外，电流传感器144可以类似地包括低通滤波器，以提供从降压转换器110输出的感测电流的平滑版本。感测的输出电压vout或感测的调节器电流iind的任何低通滤波都不应该向感测值增加显著延迟。因为低通滤波器在本领域中是已知的，所以本文将不对其进行详细描述。

在时间t1处发生尖锐电压下垂312的机制可能主要归因于输出电容器120的建模esr。特别地，由于降压转换器110仍不能提供被负载130吸收的电流iload，所以在时间t1处的电流瞬变导致从输出电容器120汲取电流icap_t1的浪涌(来自输出电容器120的电流在图1中被示出为icap)。该电流浪涌icap_t1会在建模的esr电阻resr两端产生电压降δvesr，并且可以被估计为δvesr/resr。因此可以使用下式估计峰值负载电流：

在第一实施例中，峰值负载电流估计器156基于由电流传感器144提供的感测的调节器电流iind、由存储器154提供的resr，以及由斜率确定器152提供的电压变化δvesr来实现这种估计(该电压变化δvesr被认为始终为正，即δvesr＝|vout(t1b)-vout(t1a)|)。如果得出的估计负载电流峰值ipeak超过oc警告ioc_warn，则控制器140可以发出oc警告信号(oc_warning)。然后负载130可以采取校正动作，其通常包括减小其电流消耗，使得负载电流iload将减小(图3a的波形没有显示出这种减小，因为提供这些波形是为了显示如何估计峰值负载电流ipeak，而不是显示负载的校正动作的结果)。

当输出电容器120的esr主要负责电压降时(诸如，在时间t1a与t1b之间发生的所示的电压下垂312)，等式(1)提供了峰值负载电流的良好估计ipeak。斜率确定器152和峰值负载估计器156监测输出电压vout，以搜索这样的电压下垂312。特别地，控制器140在输出电压vout中搜索负变化，该负变化的幅度大于针对输出电压的预定的esr转换速率(这种预定的转换速率、以下称为esr_thr，可以被存储在存储器154中)。如果检测到这种情况，则捕捉电压变化δvesr并且将其用于上述估计中。在子实施例中，电压传感器142可以包括模数转换器(adc)，模数转换器周期性地采样输出电压vout并且将这样的数字化的电压样本提供给斜率确定器152。在样本的滑动窗口(例如，最近的n个样本)内，斜率确定器152可以捕捉最大电压vmax和最小电压vmin，并且确定在这样的窗口内的电压降δvesr＝vmax-vmin。例如，可能需要0.5微秒的第一窗口大小，它对应于100mhz采样速率处的n＝50个采样。这些参数取决于采样速率、输出电容器120的特性、负载线等，并且可能需要根据特定应用进行定制。这样的参数(包括窗口大小)优选地被存储在存储器154中。监测电压降δvesr以找到其幅度中的局部峰值，例如通过在比第一窗口大的第二窗口(例如，第二窗口可以是2微秒宽)内保留最大的电压降δvesr。如果在这样的第二窗口内最大电压降δvesr超过阈值δvesr_thr，则包括等式(1)的上述第一个实施例可以有利地用于估计峰值负载电流ipeak。

以上用于确定电压降δvesr的技术仅是示例，在某些应用中其他技术可能是优选的。例如，斜率确定器152可以依赖于感测到的输出电压vout的模拟版本，而不是如上所述的数字化样本。延迟线可以用于向差分放大器提供输出电压vout的当前和过去版本，差分放大器会生成电压差δvesr。然后使用比较器将该电压差δvesr与阈值δvesr_thr进行比较，如果电压差δvesr超过阈值δvesr_thr，则上述第一个实施例可以用于估计峰值负载电流ipeak。

在某些情况下，基于输出电容器120的esr的上述峰值电流估计可能不会被触发或者可能不会提供足够准确的估计。例如，具有低esr的输出电容器可能不会生成足够的电压下垂312幅度以用于估计峰值负载电流。又例如，由于例如有限的数字化带宽和/或不充分的采样速率，电压传感器142可能不能够感测急剧的电压下垂312。对于这样的情况，第二个实施例可以用于估计电流，其中第二个实施例依赖于输出电容器的电容cout，以用于估计峰值输出负载电流ipeak。

在与图3中的dv/dt斜率314相对应的时间间隔期间，输出电压vout呈现出具有大幅度的负电压斜率。该大幅度的负电压斜率表示从输出电容器120放电的负载电流iload的量，即电路100的电流icap(如在与所示的斜率314对应的时间间隔期间，调节器电流iind才刚刚开始增加，并且不足以提供增加的负载电流iload)。可以使用cout(dv/dt)估计这样的放电电流icap，从而得出下式来估计峰值负载电流：

例如，可以使用在时间窗口δt之上的数字电压样本来估计电压斜率(dv/dt)，在时间窗口δt期间电压改变了δv。注意，斜率314的幅度明显小于用于使用esr的峰值负载电流估计的斜率312的大小。然而，斜率314的幅度大于可归因于降压转换器110的正常(稳态、无瞬变)操作的电压斜率。可以使用例如线性斜率估计技术来恒定地监测输出电压vout的斜率。如第一个实施例中描述的，这样的技术可以使用数字化的电压样本，或者可以使用模拟电路来追踪输出电压vout的斜率。由于目标电压斜率幅度基本上比电压下垂312所考虑的幅度要适中，因此通常将较大的时间窗口δt用于第二个实施例，例如1到4微秒的时间窗口可能适合确定斜率314。追踪电压斜率的幅度(dv/dt)，并将该电压斜率(dv/dt)的最大值存储在局部窗口(例如，具有大于在其上确定斜率的时间窗口δt的尺寸的窗口)内。然后捕捉并存储斜率幅度的最大值。因为峰值追踪技术在本领域是已知的，所以本文不提供进一步的细节。

当捕捉的斜率(dv/dt)为负且幅度在预定的阈值以上时，触发经由第二个实施例和等式(2)的峰值负载电流ipeak的估计。换句话说，当|dv/dt|>cap_thr时，可以触发这种估计，其中cap_thr是电压斜率幅度，在该电压斜率幅度以上，等式(2)提供了对峰值负载电流ipeak的良好估计。阈值cap_thr可以被预加载到控制器140中并且存储在存储器154中。附加地或备选地，阈值cap_thr可以在电路100的校准周期期间或在正常操作期间被自适应地更新。注意，pwm生成器146内的闭环控制器具有由控制系数设置的特定环路带宽，并且该带宽设置了在正常(闭环)操作下输出电压vout的斜率的最大变化。因此，在一个子实施例中，阈值cap_thr可以被设置为在通过环路带宽设置的预期最大变化率以上的值。

上述第一个和第二个实施例的技术可以被单独使用或串行组合使用，并且可以通过存储器154内的配置参数来设置特定配置。例如，特定的系统可以具有输出电容器cout，其中esr技术提供对峰值负载电流ipeak的良好估计。因此，配置参数可以设置控制器140以将第一个实施例和等式(1)用于估计。在另一示例中，可以使用低esr输出电容器cout，并且等式(1)可能未提供足够的估计。对于这种情况，配置参数可以设置控制器140以将第二个实施例和等式(2)用于估计。在又一示例中，等式(1)和(2)可以各自提供合理良好的估计，并且配置参数可以将控制器140设置为使用第一个和第二个实施例。然后，控制器140可以在时间t1处使用第一个实施例和等式(1)来估计ipeak，随后使用第二个实施例和等式(2)稍后在与斜率314相对应的时间间隔期间估计ipeak。

在第三个实施例中，峰值负载电流估计ipeak可以基于输出电容器120的esr和电容cout两者。初始估计可以基于esr，然后一旦捕捉到(dv/dt)斜率就进行更新。然后可以使用上述技术的加权平均来估计峰值负载电流，例如：

如果esr(第一个实施例)提供更好的估计，则加权系数α可以被设置为大于50％的值，相反，如果c(dv/dt)技术(第二个实施例)提供了更好的估计，则可以将α设置为小于50％的值。如果该技术提供相似的精度，则可以将α设置为50％。

图3b示出了与图3a的波形相对应的分量电流和电压波形，但是集中于时间t1a和t1b之间和紧接在时间t1a和t1b之后的间隔。如波形320中所示，负载电流iload在时间t1a与t1b之间增加，在此期间电流具有斜率miload。输出电压vout可以在时间t1a之前具有稳定的稳态电压vss，并且在时间t1a处的负载瞬变之后受到瞬变电压vtrans的影响。瞬变电压vtrans可以分为以下几部分：可归因于输出电容器120的esr，输出电容器120的esl和输出电容cout的部分：

vout＝vss-vtrans，其中vtrans＝vr(t)+vl+vc(t)(4)

在时间t＝t1a之后，可以通过以下各式给出各个分量：

vr(t)＝mr(t-(t-t1b)u(t-t1b)(5)

vl(t)＝ml(1-u(t-t1b)(6)

其中u(t)是单位阶跃函数，在t＝t1b之前具有值0，在其之后具有值1。在波形340中示出了电阻、电感和电容分量vr(t)、vl(t)、vc(t)中的每一个分量。由输出电容器120的esr确定的电阻分量vr(t)，导致在时间t1a和t1b之间的电压降δvr＝miloadresr。电感分量vl(t)仅在电流iload正在改变时(即在时间t1a和t1b之间)生成电压降。如图所示，可归因于esl的电压分量δvl在时间t1a和t1b之间提供了电压降miloadl。电容分量vc(t)在t＝t1b之后随时间的平方增加。在所示的时间间隔期间，该分量不会产生显著影响。

波形350示出了与负载瞬变相关联的电阻、电感和电容分量的组合。在时间t1a和t1b之间，电阻分量对瞬变电压降vtrans的贡献最大，而电感性分量的贡献较小。由等式(1)提供的估计有利地使用时间t＝t1a与t＝t1b之间的电阻分量。在另一个子实施例中，通过在esl上附加地增加峰值负载电流估计，可以进一步增强此估计。对于esl相对较大和/或esr相对较低的应用，这样的子实施例可能是优选的。

电容分量vc(t)在间隔t＝t1a至t＝t1b期间或紧随其后的过程中没有提供明显的贡献。然而，例如在对应于图3a的斜率314的时间间隔中，电容分量vc(t)稍后变为主要分量。因此，由等式(2)提供的估计有利地主要使用了在该时间间隔期间的瞬变电压降的电容分量。

峰值负载电流估计技术的准确性

图4a、4b、5a和5b示出了与电路100在其下操作的不同情形相对应的波形。在这些不同的情形下，介绍了一些上述峰值电流估计技术的准确性结果。示出的波形类似于图3的波形，并且下面的描述集中于与图3不同的那些方面。

图4a示出了与电路100具有理想的负载线(即在降压转换器110与负载130之间存在0电阻)并且负载在时间t1产生将负载电流iload从1a增加到60a的电流瞬变的情况相对应的波形410a、420a、430a。第一波形410a示出了输出电压vout，第二波形420a示出了负载电流iload，并且第三波形430a示出了从降压转换器110输出的电流iind。在时间t1处，负载电流iload从1a猛增到60a，从而导致与esr相关的电压下垂412a为δvesr＝47.46mv。如图所示，输出电压vout在接下来的约1.2μs内恢复，此后输出电容器放电导致电压斜率414a具有|δv/δt|＝11.428mv/μs。

图4b示出了与图4a类似的波形410b、420b、430b，但是对应于其中电路100具有0.7mω的更实际的负载线电阻的情形。这可以通过在输出端子102与负载130之间插入0.7mω电阻器在图1的电路100中进行建模。如图4a所示，负载电流iload在时间t1处从1a猛增到60a，在这种情况下，会导致由δvesr＝47.57mv给定的esr相关的电压下垂412b。如图所示，在输出电压vout恢复一点点之后，输出电容器放电会导致给定具有|δv/δt|＝11.43mv/μs的电压斜率414b。

除了负载电流iload在时间t1处从10a转变为50a之外，图5a和5b示出了与类似于图4a和4b的情形相对应的波形510a、520a、530a、510b、520b、530b。对于图5a的0mω负载线情形，这会导致由δvesr＝31.9mv给定的esr相关的电压下垂512a，并且输出电容器放电导致由|δv/δt|＝8.412mv/μs给定的电压斜率514a。对于图5b的0.7mω负载线情形，这会导致由δvesr＝31.7mv给定的esr相关的电压下垂512b，并且输出电容器放电会导致由|δv/δt|＝8.412mv/μs给定的电压斜率514b。

用于产生图4a、4b、5a和5b的波形的输出电容器120具有0.81mω的esr和电容cout＝5mf。基于这些参数，针对上述每种情况，使用等式(1)和(2)中的每个等式估计时间t1之后的峰值负载电流ipeak，结果被提供在表1中。

表1：峰值负载电流估计如表1中所示，使用等式(1)或(2)中的任一个等式，峰值负载电流估计都非常准确。虽然未在表1中示出，但是等式(3)也可以用于估计峰值负载电流ipeak，并且将提供在方程式(1)和(2)之间的精度。

用于估计峰值负载电流的方法

图6示出了用于估计峰值负载电流的方法600的实施例。图7a、7b、7c和7d示出了子实施例，子实施例示出了用于这种估计的备选的子方法。这些方法可以在电压调节器的控制器(诸如，图1的控制器140)内实现。示出的方法表示示例，并且应当理解，可以重新布置步骤顺序以实现相同的效果，例如，在上下文允许的情况下，可以互换或并行执行以串行方式示出的步骤。此外，示出的方法不排除附加的步骤。

方法600通过感测610电压调节器的电感器电流iind以及感测620电压调节器的输出电压vout开始。确定630输出电压vout的斜率mvout。如果斜率mvout没有单调减小640，则使用默认技术来估计峰值负载电流ipeak。如图所示，默认技术基于电感器电流iind(例如，ipeak＝iind)估计680峰值负载电流ipeak。如果斜率mvout单调减小640，则将斜率mvout的幅度与第一阈值thr1进行比较660。如果斜率mvout的幅度大于该第一阈值thr1，则基于电感器电流iind以及输出电容器中的一个或多个参数(诸如esr和/或输出电容)估计670峰值负载电流ipeak。如随后结合图7a-7d所述，该估计可以附加地基于斜率mvout和/或电压下垂δvout。否则，使用默认技术来估计峰值负载电流ipeak，诸如基于电感器电流iind估计680。如果经由这些技术中的任何一种技术得出的峰值负载电流ipeak的所得估计比oc警告阈值高690，则发出oc警告。

应当理解，电感器电流iind和输出电压vout的感测顺序可以互换，也可以并行进行。附加地，可以在方法600中的任何点处在使用电感器电流iind的峰值负载电流ipeak的估计670、680之前执行对电感器电流iind的感测。

图7a、7b、7c和7d示出了与图6中的框650的步骤对应的备选的子方法650a、650b、650c、650d。第一子方法650a示出了如下示例，其中使用与esr相关的电压下垂来估计峰值负载电流ipeak，假定斜率mvout具有足够的幅度。第二子方法650b示出了如下示例，其中检测到与esr相关的电压下垂，但使用输出电容来估计峰值负载电流ipeak，再次假定斜率mvout具有足够的幅度。第三子方法650c示出了如下示例，其中使用输出电容来估计峰值负载电流ipeak，假定斜率mvout的幅度在适当的范围内，并且不使用与esr相关的电压下垂。第四子方法650d示出了如下示例，其中使用与esr相关的电压下垂和输出电容来生成估计，并且然后将这些估计进行组合以估计峰值负载电流ipeak。

图7a的子方法650a通过确定710电压调节器的输出电压中的变化δvout开始。例如，如等式(1)中所描述的，如果输出电压变化δvout大于esr阈值esr_thr并且斜率mvout的幅度大于esr斜率阈值esr_slope_thr，则基于电感器电流iind、电压变化δvout和esr估计714峰值负载电流ipeak。如前所述，当输出电压快速下降时，与esr相关的电压下垂提供对峰值负载电流ipeak的良好估计。此外，这种技术在负载瞬变发生(即，以很小的时延)后很快提供峰值电流估计。如果不满足条件712，则可以使用其他技术(例如，图6中的步骤680)，来估计峰值负载电流ipeak，或者可以放弃这种估计。

图7b的子方法650b通过确定720输出电压中的变化δvout开始。如果输出电压变化δvout大于esr阈值esr_thr并且斜率mvout的幅度大于esr斜率阈值esr_slope_thr，则该方法前进到步骤724，在步骤724中生成固定的延迟和/或等待检测到输出电压vout的下一个负斜率。例如，如上述等式(2)中所描述的，如果新确定的斜率mvout2的幅度超过726与电容器相关的阈值cap_thr，则基于电感器电流iind、斜率mvout2(δvout/δt)和输出电容估计峰值负载电流ipeak。如果输出电压变化δvout不大于esr阈值esr_thr或者第一斜率mvout的幅度不大于esr斜率阈值esr_slope_thr或者新确定的斜率mvout2的幅度不超过与电容器相关的阈值cap_thr，则可以使用其他技术(例如，图6中的步骤680)来估计峰值负载电流ipeak，或者可以放弃这种估计。

图7c的子方法650c还可以使用输出电容器的电容来估计峰值负载电流ipeak，但是该子方法没有首先检查与esr有关的电压下垂。替代地，该子方法监测输出电压斜率mvout的幅度，并且检测730、732该斜率是否在其中可以使用电容放电来准确地估计例如使用等式(2)的峰值负载电流ipeak的范围内。如图所示，如果斜率的幅度在上限阈值cap_thr_max与下限阈值cap_thr之间，则基于电感器电流iind、斜率mvout(δvout/δt)和输出电容估计734峰值电流ipeak。否则，可以使用其他技术(例如，图6中的步骤680)来估计峰值负载电流ipeak，或者可以放弃这种估计。

图7d的子方法650d可以使用与esr有关的电压下垂和输出电容两者来估计峰值负载电流ipeak。子方法650d以与子方法650a和650b相同的方式开始，即通过确定740输出电压变化δvout、将该电压变化δvout与esr阈值esr_thr进行比较742、并且将斜率mvout的幅度与esr斜率阈值esr_slope_thr进行比较742。如果电压变化δvout和斜率mvout的幅度足够高，则基于电压下垂δvout和esr估计744第一负载峰值估计ipeak_esr。子方法650d通过引起固定延迟和/或等待746直到检测到输出电压vout的第二负斜率mvout2再继续。接下来，将第二负斜率mvout2的幅度和与电容器相关的阈值cap_thr进行比较748。如果第二负斜率mvout2超过该阈值cap_thr，则基于输出电容cout和第二负斜率mvout2估计750第二负载峰值估计ipeak_cap。然后，使用电感器电流iind以及第一和第二负载峰值估计ipeak_esr、ipeak_cap估计752峰值输出负载电流ipeak。尽管所示的方法示出了这些估计的线性组合，但是在一些应用中可能优选用于组合这些估计的其他技术。

尽管本公开不限于此，但是以下编号的示例说明了本公开的一个或多个方面。

示例1.根据用于估计提供给开关电压调节器的负载的负载电流的方法的实施例，所述方法可以在所述开关电压调节器内被实现。所述方法包括感测所述开关电压调节器的电感器电流和输出电压。所述方法进一步包括确定感测到的所述输出电压中的电压变化，以及基于所述电感器电流、所述电压变化和所述开关电压调节器的输出电容器的电容器参数估计所述负载电流的峰值电流。例如，所述电容器参数可以是所述输出电容器的电容或等效串联电阻(esr)。

示例2.根据示例1所述的方法，其中感测所述输出电压包括：在第一时刻处感测第一输出电压，以及在所述第一时刻之后发生的第二时刻处感测第二输出电压，其中确定所述电压变化包括获取所述第二输出电压与所述第一输出电压之间的差，并且其中在所述第二时刻处或在所述第二时刻之前感测所述电感器电流。

示例3.根据示例1所述的方法，其中所述电容器参数包括输出电容器等效串联电阻(esr)，并且其中估计所述峰值电流包括基于所述电感器电流、所述电压变化和所述输出电容器esr计算所述峰值电流。

示例4.根据示例3所述的方法，其中计算所述峰值电流包括：将所述电压变化除以所述输出电容器esr，并且将相除的结果与所述电感器电流相加。

示例5.根据示例4所述的方法，其中所述电容器参数还包括输出电容，并且所述方法进一步包括基于所述电感器电流、所述电压变化、在其上发生所述电压变化的时间间隔以及所述输出电容，估计第二峰值电流。

示例6.根据示例1所述的方法，其中所述电容器参数包括输出电容，并且其中估计所述峰值电流包括基于所述电感器电流、所述电压变化、在其上发生所述电压变化的时间间隔以及所述输出电容来计算所述峰值电流。

示例7.根据示例6所述的方法，其中估计所述峰值电流包括：将所述电压变化除以所述时间间隔，并且将相除的结果乘以所述输出电容。

示例8.根据示例1所述的方法，进一步包括：将估计的所述峰值电流与电流警告阈值进行比较，以及响应于检测到估计的所述峰值电流等于或超过所述电流警告阈值而生成电流警告信号。

示例9.根据示例1所述的方法，进一步包括：从所述开关电压调节器的存储器取回所述电容器参数。

示例10.根据开关电压调节器的实施例，所述开关电压调节器被配置为估计提供给负载的负载电流。所述开关电压调节器包括功率级、输出、输出电容器、电感器和控制器。所述输出用于耦合到所述负载并且用于向所述负载提供电流。所述输出电容器被耦合到所述输出并且具有包括输出电容和输出电容器esr的电容器参数。所述电感器被耦合在所述功率级和所述输出之间，并且具有流经它的电感器电流。所述控制器被配置为感测所述电感器电流和所述输出处的输出电压。所述控制器进一步被配置为确定感测的所述输出电压中的电压变化，并且基于感测的所述电感器电流、所述电压变化和所述电容器参数中的至少一个电容器参数估计所述负载电流的峰值电流。

示例11.根据示例10所述的开关电压调节器，其中所述控制器被配置为在第一时刻处感测第一输出电压，在所述第一时刻之后发生的第二时刻处感测第二输出电压，以及基于所述第二输出电压与所述第一输出电压之间的差确定所述电压变化。所述控制进一步被配置为在所述第二时刻处或在所述第二时刻之前感测所述电感器电流。

示例12.根据示例10所述的开关电压调节器，其中所述控制器被配置为基于所述电感器电流、所述电压变化和所述输出电容器esr计算估计的所述峰值电流。

示例13.根据示例12所述的开关电压调节器，其中计算估计的所述峰值电流包括：将所述电压变化除以所述输出电容器esr，并且将相除的结果与所述电感器电流相加。

示例14.根据示例13所述的开关电压调节器，其中所述控制器进一步被配置为：基于所述电感器电流、所述电压变化、在其上发生所述电压变化的时间间隔以及所述输出电容，估计第二峰值电流。

示例15.根据示例10所述的开关电压调节器，其中所述控制器进一步被配置为：基于所述电感器电流、所述电压变化、在其上发生所述电压变化的时间间隔以及所述输出电容，计算估计的所述峰值电流。

示例16.根据示例15所述的开关电压调节器，其中计算估计的所述峰值电流包括：将所述电压变化除以所述时间间隔，并且将相除的结果乘以所述输出电容。

示例17.根据示例10所述的开关电压调节器，其中所述控制器进一步被配置为：将估计的所述峰值电流与电流警告阈值进行比较，以及响应于检测到估计的所述峰值电流等于或超过所述电流警告阈值而生成电流警告信号。

示例18.根据示例10所述的开关电压调节器，进一步包括存储器，所述电容器参数中的至少一个电容器参数被存储在所述存储器中，并且其中所述控制器被配置为在估计所述峰值电流之前从所述存储器取回所述电容器参数中的至少一个电容器参数。

如本文所使用的，术语“具有”、“包含”、“包括”、“含有”等是开放式术语，其指示所述陈述的元件或特征的存在，但是不排除附加的元件或特征。除非上下文另外明确地指出，否则冠词“一”、“一个”和“该”旨在包括复数和单数。

应当理解，除非另有具体说明，否则本文所述的各个实施例的特征可以彼此组合。

尽管本文已经示出和描述了特定实施例，但是本领域普通技术人员将理解，在不脱离范围的情况下，各种备选的和/或等效的实现可以代替所示出和描述的特定实施例。本发明的本申请旨在覆盖本文讨论的特定实施例的任何改编或变型。因此，本发明仅受权利要求及其等同物的限制。