高转换效率的可重构串联-并联型开关电容电压变换器的制作方法

本发明属于供电系统技术领域，涉及一种高转换效率的可重构串联-并联型开关电容电压变换器。

背景技术：

随着数据中心的建设和消费电子快充的普及，电压变换器的能量密度不断提高，更高的能量密度必然要求更高的转换效率。在这些新的应用领域，传统的电荷泵拓扑获得了广泛的应用。电荷泵是一种开关电容电压变换器，相较于其他电压变换器拓扑，电荷泵最大的特点是只有容性的储能器件，没有感性的储能器件。也正因为这个特点，让电荷泵获得了两个优势：首先，没有磁性储能器件，电荷泵可以瞬间电流为零，使得其天然是软开关，显著的降低了电荷泵的开关损耗；其次，也是因为没有磁性储能器件，电荷泵也就没有由磁性储能器件引入的导通热损耗。基于以上两个原因，电荷泵可以实现更高的转换效率。

图1是常见的2:1串联-并联型电荷泵。四个功率管q1-q4按照50％占空比交替导通，在一个相位，q1和q3导通，q2和q4关断；在下一个相位，q2和q4导通，q1和q3关断。图2表示了cfly电容在两个相位下的工作情况。在理想的没有负载的情况下，cfly电容电压等于vy电压，等于vx电压的一半。

如果将2:1串联-并联型电荷泵推广到n:1串联-并联型电荷泵，如图3和图4所示。在一个相位，n-1个电容串联接在vx电压和vy电压之间；在另一个相位，n-1个电容并联接在vy电压和地之间。在理想的没有负载的情况下，所有n-1个电容的电压相等，等于vy电压；vx电压等于n-1个电容电压与vy电压之和，即vx电压等于n*vy电压。

特别说明，图3中功率管的源端电压不同，对地的逻辑信号需要电平转换才能驱动功率管。图3为了方便说明，省略了电平转换，认为当功率管的栅极看到的逻辑为高时，该功率管导通；当功率管的栅极看到的逻辑为低时，该功率管关断。图3中的inv为反相器，反相器前后的逻辑相反。时钟信号clk为50％占空比的方波信号。

串联-并联电荷泵相较于其他电荷泵结构，如dickson电荷泵(j.f.dickson,on-chiphigh-voltagegenerationinnmosintegratedcircuitsusinganimprovedvoltagemultipliertechnique”,ieeejournalofsolid-statecircuits,vol.11,no.3,pp.374-378,1976)，明显的优势是dickson电荷泵的n-1个cfly电容电压分别是vy、2倍vy、……、(n-1)倍vy电压，而串联-并联电荷泵所有的cfly电容电压都是vy电压，这在实际应用上非常有商业价值。现在实际应用通常有系统要求cfly电容不超过vy电压，所以串联-并联型电荷泵是最佳选择(cfly电容电压均为vy电压)。此外串联-并联型电荷泵系统的vx电压可以是3倍vy电压，可以是2倍vy电压，还可以是一倍vy电压，比如图5所示的3:1串联-并联型电荷泵。当vx电压为3倍vy电压时，3:1电荷泵正常高效率的工作，如图5中(a)所示；当vx电压为2倍vy电压时，电荷泵仍然可以工作，如图5中(b)所示；当vx为1倍vy电压时，电荷泵如图5中(c)所示。但是传统串联-并联型电荷泵的电路，在vx电压为2倍vy电压工作时，此时只有cfly1、q3、q1_a、q1_b、q1_c、q2_a被利用起来，cfly2、q2_b、q2_c在电荷转移过程中几乎不起作用，既造成了器件的浪费，更关键的是电压转换效率相比其他两种情况大大降低，导致热损失太大以致不满足系统要求。

技术实现要素：

针对上述传统串联-并联型电荷泵系统存在的电压转换效率低和热损失大的不足之处，本发明提出一种可重构的串联-并联型开关电容电压变换器，具有高转换效率，能够最大限度地利用电路中的每个器件，提高了电压转换效率，降低了热损耗。

本发明的技术方案为：

高转换效率的可重构串联-并联型开关电容电压变换器，包括n-1个控制单元和一个控制开关管，n为大于1的正整数；

第j个所述控制单元包括电容、第一nmos管、第二nmos管和第三nmos管，j为正整数且j∈[1，n-1]；

第一nmos管的漏极连接电容的一端并作为第j个所述控制单元的输入端，其源极连接所述可重构串联-并联型开关电容电压变换器的第一变换端；

第二nmos管的漏极连接第j+1个所述控制单元的输入端，其源极连接第三nmos管的漏极和电容的另一端，第三nmos管的源极接参考地；

第n-1个所述控制单元中第二nmos管的漏极连接所述可重构串联-并联型开关电容电压变换器的第一变换端；

将所述n-1个控制单元分为k+1组控制模块，k为不大于n-1的正整数，前k组控制模块中每组包含m个所述控制单元，最后一组控制模块包含t个所述控制单元，k、m、t均为非负整数；

所述可重构串联-并联型开关电容电压变换器还包括k-1个控制开关管，共有k个控制开关管分别对应所述前k组控制模块，其中第i个控制开关管的漏极连接所述可重构串联-并联型开关电容电压变换器的第二变换端，其源极连接对应的第i组控制模块中第一个所述控制单元的输入端，i为正整数且i∈[1，m]；

第i个控制开关管的栅极和对应的第i组控制模块中第二nmos管的栅极连接第i组控制模块的时钟信号，第i组控制模块中第一nmos管和第三nmos管的栅极连接第i组控制模块时钟信号的反相信号；

第i组控制模块的时钟信号与第i+1组控制模块的时钟信号反相，第1组控制模块的时钟信号为所述串联-并联型开关电容电压变换器的时钟信号；

最后一组控制模块中第二nmos管的栅极连接低电平，最后一组控制模块中第一nmos管和第三nmos管的栅极连接高电平；

所述可重构串联-并联型开关电容电压变换器能够实现第二变换端和第一变换端的电压转换比为1:1至n:1；当所述可重构串联-并联型开关电容电压变换器中第一变换端和第二变换端的电压转换比为nx:1时，nx为正整数且nx∈[1，n]，m＝nx-1，k和t满足n-1＝m×k+t，且k和m同时为0或同时为正整数，t取尽可能小。

具体的，将p个所述可重构串联-并联型开关电容电压变换器级联形成级联总开关电容电压变换器，p为大于1的正整数；每个级联的所述可重构串联-并联型开关电容电压变换器作为一个子开关电容电压变换器，第p个所述子开关电容电压变换器的输入端连接第p-1个所述子电荷泵的输出端，第1个所述子开关电容电压变换器的输入端作为所述级联总开关电容电压变换器的输入端，第p个所述子开关电容电压变换器的输出端作为所述级联总开关电容电压变换器的输出端，p为正整数且p∈[1，p]；

第p个所述子开关电容电压变换器包括np-1个控制单元，np为大于1的正整数，第p个所述子开关电容电压变换器的输出端和输入端电压转换比为lp∈[1，np]；当第p个所述子开关电容电压变换器以第一变换端作为输入端、第二变换端作为输出端时，ap＝1，当第p个所述子开关电容电压变换器以第二变换端作为输入端、第一变换端作为输出端时，ap＝-1，所述级联总开关电容电压变换器的输出端和输入端电压转换比为l:1，

具体的，将q个电压转换比相同的第一开关电容电压变换器并联使用，相邻两个所述第一开关电容电压变换器的时钟信号相位相差360°/q，每个所述第一开关电容电压变换器能够选择采用所述可重构串联-并联型开关电容电压变换器或所述级联总开关电容电压变换器。

具体的，所述串联-并联型开关电容电压变换器的时钟信号为50％占空比的方波信号。

本发明的有益效果为：本发明最大限度地利用了电路中的每个器件，减少了器件的浪费，且解决了传统n:1串联-并联型电荷泵中在某些电压转换比下工作效率低的问题，提高了电压转换效率，降低了热损耗；另外提出将本发明的电荷泵进行相关级联、并联的使用方案，增加了设计的灵活性，提升了电荷泵的电流性能。

附图说明

图1为传统2:1串联-并联型电荷泵的结构示意图。

图2为传统2:1串联-并联型电荷泵在两个相位下的工作示意图。

图3为n:1串联-并联型电荷泵的结构示意图(说明：功率管的源端接不同的电平，实际驱动需要将逻辑信号进行电平转换，这里省略了电平转换，逻辑高代表功率管导通，逻辑低代表功率管关断)。

图4为n:1串联-并联型电荷泵在两个相位下的工作示意图。

图5中(a)为传统3:1串联-并联型电荷泵实现第二变换端和第一变换端电压转换比为3:1时的工作原理图，图5中(b)为传统3:1串联-并联型电荷泵实现第二变换端和第一变换端电压转换比为2:1时的工作原理图，图5中(c)为传统3:1串联-并联型电荷泵实现第二变换端和第一变换端电压转换比为1:1时的工作原理图。

图6中(a)为本发明提出的3:1串联-并联型开关电容电压变换器实现第二变换端和第一变换端电压转换比为3:1时的工作原理图，图6中(b)为本发明提出的3:1串联-并联型开关电容电压变换器实现第二变换端和第一变换端电压转换比为2:1时的工作原理图，图6中(c)为本发明提出的3:1串联-并联型开关电容电压变换器实现第二变换端和第一变换端电压转换比为1:1时的工作原理图。

图7为本发明提出的高转换效率的可重构串联-并联型开关电容电压变换器的整体结构示意图。

图8中(a)(b)(c)(d)分别为本发明提出的4:1串联-并联型开关电容电压变换器实现第二变换端和第一变换端电压转换比为4:1、3:1、2:1、1:1时的工作原理图。

图9中(a)(b)(c)(d)(e)分别为本发明提出的5:1串联-并联型开关电容电压变换器实现第二变换端和第一变换端电压转换比为5:1、4:1、3:1、2:1、1:1时的工作原理图。

图10中(a)(b)(c)(d)(e)(f)分别为本发明提出的6:1串联-并联型开关电容电压变换器实现第二变换端和第一变换端电压转换比为6:1、5:1、4:1、3:1、2:1、1:1时的工作原理图。

图11为将p个本发明提出的串联-并联型开关电容电压变换器进行级联的结构示意图。

图12为将q个第一开关电容电压变换器并联使用的结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例详细描述本发明的技术方案。

本发明提出一种高转换效率的可重构串联-并联型开关电容电压变换器，是n:1串联-并联型电荷泵，能够实现第二变换端和第一变换端的电压转换比为1:1至n:1，n为大于1的正整数。当第一变换端作为输入端、第二变换端作为输出端时，能够将第一变换端的电压抬升1倍至n倍从第二变换端输出；当第二变换端作为输入端、第一变换端作为输出端时，能够将第二变换端的电压降低，变换为输入电压的1倍至1/n倍后从第一变换端输出。

n:1串联-并联型电荷泵共有n-1个控制单元，本发明将n-1个控制单元分为k+1组控制模块，前k组控制模块每组对应一个控制开关管。前k组控制模块中每组包含m个控制单元，最后一组控制模块包含t个控制单元，k、m、t均为非负整数。具体的分组情况根据第二变换端和第一变换端的电压转换比决定，当本发明提出的可重构串联-并联型开关电容电压变换器需要实现第一变换端和第二变换端的电压转换比为nx:1时，nx为正整数且nx∈[1，n]，令m＝nx-1，k和t的取值满足n-1＝m×k+t，且k和m同时为0或同时为正整数，t取所有可能的情况中最小的值。下面结合图6、8、9、10来说明。

如图6所示，是n＝3，一个有2个控制单元，第1个控制单元包括电容cfly1、第一nmos管q1_a、第二nmos管q1_b和第三nmos管q1_c，第一nmos管q1_a的漏极连接电容cfly1的一端并作为第1个控制单元的输入端，其源极连接串联-并联型开关电容电压变换器的第一变换端vy，第二nmos管q1_b的漏极连接第2个控制单元的输入端即第2个控制单元中第一nmos管q2_a的漏极，其源极连接第三nmos管q1_c的漏极和电容cfly1的另一端，第三nmos管q1_c的源极接参考地。如果功率管的源端接不同的参考地电平，实际驱动需要根据不同的参考地电平将逻辑信号进行电平转换，这里省略了电平转换，逻辑高代表功率管导通，逻辑低代表功率管关断。第2个控制单元包括电容cfly2、第一nmos管q2_a、第二nmos管q2_b和第三nmos管q2_c，第一nmos管q2_a的漏极连接电容cfly1的一端并作为第2个控制单元的输入端连接第1个控制单元中第二nmos管q1_b的漏极，其源极连接串联-并联型开关电容电压变换器的第一变换端vy，第二nmos管q2_b的漏极连接串联-并联型开关电容电压变换器的第一变换端vy，其源极连接第三nmos管q2_c的漏极和电容cfly2的另一端，第三nmos管q2_c的源极接参考地。

其中图6中(a)实现了第二变换端和第一变换端电压转换比为3:1，nx＝3，则m＝nx-1＝2，表示前k组控制模块中每组包含2个控制单元，又因为需要满足n-1＝m×k+t即2＝2×k+t，且k和m只能同时为0或同时为正整数，因此k只能取1，t为0，即将3:1串联-并联型开关电容电压变换器的2个控制单元分为两组控制模块，第一组包含2个控制单元，最后一组不包含控制单元，需要一个控制开关管。图6中(b)实现了第二变换端和第一变换端电压转换比为2:1，此时nx＝2，则m＝nx-1＝1，表示前k组控制模块中每组包含1个控制单元，又因为需要满足n-1＝m×k+t即2＝1×k+t，且k和m只能同时为0或同时为正整数，因此k可以取1或2，对应的t可以取1或0，又因为t需要满足尽可能小，因此取t＝0，k＝2，即将3:1串联-并联型开关电容电压变换器的2个控制单元分为三组控制模块，前两组各包含1个控制单元，最后一组不包含控制单元，需要两个控制开关管。图6中(c)实现了第二变换端和第一变换端电压转换比为1:1，此时nx＝1，则m＝nx-1＝0，表示前k组控制模块中每组包含0个控制单元，又因为需要满足n-1＝m×k+t即2＝0×k+t，且k和m只能同时为0或同时为正整数，因此k只能取0，t取2，即将3:1串联-并联型开关电容电压变换器的2个控制单元分为两组控制模块，第一组不包含控制单元，最后一组包含2个控制单元，不需要控制开关管。因此可以直接设置两个控制开关管q3_a和q3_b，在第二变换端和第一变换端电压转换比为3:1时将q3_a正常使用，将q3_b的栅源短接使得q3_b常关；在第二变换端和第一变换端电压转换比为2:1时，将q3_a和q3_b都正常使用；在第二变换端和第一变换端电压转换比为1:1时，将q3_a和q3_b常开。phi_1和phi_2是时钟信号clk的两个相反的相位。

本实施例相比传统3:1串联-并联型开关电容电压变换器中有的一个控制开关管q3_a，还增加了一个控制开关管q3_b，解决了传统3:1串联-并联型开关电容电压变换器在2:1电压比例下工作时低效率的问题，如图6中(b)的电路所示，当开关电容电压变换器改为电压转换比为2:1时，所有电容和功率管都被充分利用起来。具体地说，在相位一(栅极相位为phi_1的功率管导通，栅极相位为phi_2的功率管关断)，电容cfly1通过q3_a、q2_b和q2_a连接在第二变换端vx和第一变换端vy之间，电容cfly2通过q2_a和q2_c连接在第一变换端vy和地之间；在相位二(栅极相位为phi_2的功率管导通，栅极相位为phi_1的功率管关断)，电容cfly1通过q1_c和q1_a连接在第一变换端vy和地之间，电容cfly2通过q3_b和q2_b连接在第二变换端vx和第一变换端vy之间。本实施例中的方案让两个电容cfly1和cfly2都传递电荷，并且所有功率管都被充分利用起来，并且两个电容cfly1和cfly2工作相位相差180度，使得3:1串联-并联型开关电容电压变换器的第二变换端(vx端)的电流连续，如果两个电容cfly1和cfly2相等，那么传输相同的电流时，本实施例中的方案流过每个功率管的电流为传统方案中(只利用cfly1，闲置cfly2)流过工作功率管电流的一半。传统方案中，vx端只在一个相位有电流，另一个相位没有电流，每个周期都有大电流—>小电流或小电流—>大电流的负载跳变，vx端接入的输入电源对负载的响应需要时间，所以在电流跳变的瞬间因为输入电源来不及相应会产生较大的纹波，为了避免纹波，就要在输入加很大的电容来滤波。而本发明的方案中电流是连续的，对输入电源和输入电容的要求就降低了很多。另外本发明的vx端电流连续，能够改善emi(电磁兼容)的性能，实际板子上连线会形成电流环路，如果电流不连续，有很大的di/dt，变化的电流会在电流环路上产生变化的磁场，变化的磁场又会让临近的电流环路感应出变化的电流，从而产生了干扰，如果系统中有对电磁场敏感的电路(比如收音机，广播，手机通信，微弱的信号感应等)，电磁场会对他们产生强烈的干扰，本发明能够产生连续的电流，电流变化小则di/dt小，极大的改善了电磁环境，改善了emi性能。

对于3:1的串联-并联型开关电容电压变换器，假设rq3_a+rq1_b+rq2_a+rq1_c+rq1_a>rq3_b+rq2_a+rq2_b+rq2_c，这个假设符合正常开关电容电压变换器的设计。当变为2:1的电压转换比时，

传统方案的导通功耗为：ploss_conventional＝iy^2*(rq3_a+rq1_b+rq2_a+rq1_c+rq1_a)

本实施例方案的导通功耗为：ploss_proposed＝(iy/2)^2*[(rq3_a+rq1_b+rq2_a+rq1_c+rq1_a)+(rq3_b+rq2_a+rq2_b+rq2_c)]<(iy/2)^2*[(rq3_a+rq1_b+rq2_a+rq1_c+rq1_a)+(rq3_a+rq1_b+rq2_a+rq1_c+rq1_a)]＝ploss_conventional/2

其中，iy是vy端的电流，rq3_a、rq1_b等是对应mos管的导通电阻。

所以本实施例中的方案，通过增加一个功率管的成本，让开关电容电压变换器在2:1工作时损耗减半，增加的一个功率管的成本相比来说就微不足道了。本实施例的另一个优点是vx端的电流保持连续，传统方案的vx端在其中一个相位没有电流。

根据本实施例，将解决3:1串联-并联型开关电容电压变换器的方法推广到任意n:1串联-并联型开关电容电压变换器，如图7所示，将n:1串联-并联型开关电容电压变换器的n-1个控制单元分为k+1组控制模块，前k组控制模块中每组包含m个控制单元，最后一组即第k+1组控制模块包括t个控制单元，最后一组实际上是闲置组。增加了k-1个控制开关管，加上原本的一个控制开关管一共k个控制开关管分别对应前k组控制模块，第i个控制开关管的漏极连接串联-并联型开关电容电压变换器的第二变换端即vx端，其源极连接对应的第i组控制模块中第一个控制单元的输入端，i为正整数且i∈[1，m]。

本发明将n:1串联-并联型开关电容电压变换器转化为k个串联-并联型开关电容电压变换器，n-1＝m×k+t，k个(m+1):1串联-并联型开关电容电压变换器组成了n:1串联-并联型开关电容电压变换器，m、m、t均为非负整数。对于n:1的开关电容电压变换器，有n-1个cfly电容，由于n-1＝m×k+t，那么可以将这n-1个cfly电容分为k组，每组有m个cfly电容，每组的m个cfly电容可以按照(m+1):1的串联-并联型开关电容电压变换器工作；剩余的t个电容，则闲置并联接到vy和地之间。传统n:1的串联并联开关电容电压变换器，如果转为(m+1):1的串联并联开关电容电压变换器工作，只能利用其中的m个电容和相关的功率管，其余的m×(k-1)+t个电容和相关的功率管都只能闲置浪费。但是本发明通过引入额外的(k-1)个控制开关管，将m×k的电容和相关功率管都利用起来，只有t个电容和相关功率管闲置。如果传统方案和本发明的方案都传递相等的电流，则本发明中每个功率管流过的平均电流将为传统方案的1/k。如果每个功率管的导通电阻近似相等，那么本专利方案的热损耗将近似为传统方案的1/k。

为了方便理解，图8、图9、图10分别列出了n＝4、5、6的开关电容电压变换器示例，其他情况可以依据图7所示的n:1的通用示意图得到。

n＝4，图8中(a)实现了第二变换端和第一变换端电压转换比为4:1，nx＝4，则m＝nx-1＝3，表示前k组控制模块中每组包含3个控制单元，又因为需要满足n-1＝m×k+t即3＝3×k+t，且k和m只能同时为0或同时为正整数，因此k只能取1，t为0，将3个控制单元分成一组控制模块，使用到一个控制开关管q4_a，最后一组控制模块不包含控制单元。图8中(b)实现了第二变换端和第一变换端电压转换比为3:1，此时nx＝3，则m＝nx-1＝2，表示前k组控制模块中每组包含2个控制单元，又因为需要满足n-1＝m×k+t即3＝2×k+t，且k和m只能同时为0或同时为正整数，因此k只能取1，t取1，将第1个控制单元和第2个控制单元分为一组控制模块，用到一个控制开关管q4_a，第3个控制单元分为最后一组控制模块闲置。图8中(c)实现了第二变换端和第一变换端电压转换比为2:1，此时nx＝2，则m＝nx-1＝1，表示前k组控制模块中每组包含1个控制单元，又因为需要满足n-1＝m×k+t即3＝1×k+t，且k和m只能同时为0或同时为正整数，因此k可以取1、2或3，t取2、1或0，又因为t需要满足尽可能小，因此取t＝0，k＝3，将3个控制单元分别分成三组控制模块，对应使用到三个控制开关管q4_a、q4_b、q4_c，最后一组控制模块不包含控制单元。图8中(d)实现了第二变换端和第一变换端电压转换比为1:1，此时nx＝1，则m＝nx-1＝0，表示前k组控制模块中每组包含0个控制单元，又k和m需要同时为0，因此k＝0，需要满足n-1＝m×k+t即3＝0×0+t，因此t＝3，最后一组控制模块包括3个控制单元，三个控制开关管q4_a、q4_b、q4_c都常开。

同样的，n＝5时，图9中(a)的第二变换端和第一变换端电压转换比为5:1，nx＝5，m＝4，k只能取1，t为0；图9中(b)的第二变换端和第一变换端电压转换比为4:1，nx＝4，m＝3，k同样只能取1，t为1；图9中(c)的第二变换端和第一变换端电压转换比为3:1，nx＝3，m＝2，k可以为1或2，t为2或0；t尽可能小，则取t＝0，k＝2；图9中(d)的第二变换端和第一变换端电压转换比为2:1，nx＝2，m＝1，k可以为1、2、3、4，t对应为3、2、1、0；t尽可能小，则取t＝0，k＝4；图9中(e)的第二变换端和第一变换端电压转换比为1:1，nx＝1，m＝0，k与m同时为0，则t为4。n＝6时，利用本发明提出的6:1开关电容电压变换器实现第二变换端和第一变换端电压转换比分别为6:1、5:1、4:1、3:1、2:1、1:1如图10中(a)(b)(c)(d)(e)(f)所示。

下面给出两种将本发明提出的可重构串联-并联型开关电容电压变换器进行应用的情况。

本发明的第一种应用：

如果要实现更高阶的开关电容电压变换器，可以将p个本发明提出的n:1开关电容电压变换器作为子开关电容电压变换器进行级联来形成级联总开关电容电压变换器。如图11显示了级联方案，p个串联-并联型开关电容电压变换器分别是n1:1串联-并联型开关电容电压变换器、n2:1串联-并联型开关电容电压变换器、……np:1串联-并联型开关电容电压变换器，np:1串联-并联型开关电容电压变换器包含np-1个控制单元，能够实现第二变换端和第一变换端的电压转换比为1:1至np:1，p为正整数且p∈[1，p]，p为大于1的正整数。p个串联-并联型开关电容电压变换器可以任意选择其电压转换比，比如选择第1个子开关电容电压变换器的第二变换端和第一变换端电压转换比为l1:1，第2个子开关电容电压变换器的第二变换端和第一变换端电压转换比为l2:1，……，第p个子开关电容电压变换器的第二变换端和第一变换端电压转换比为lp:1，l1∈[1，n1]，l2∈[1，n2]，……，lp∈[1，np]，因此任意np:1串联-并联型开关电容电压变换器都可以转换成vxsubp:vysubp＝lp:1的开关电容电压变换器，lp∈[1，np]。

利用p个本发明提出的串联-并联型开关电容电压变换器作为子开关电容电压变换器进行级联，每个子开关电容电压变换器都是独立的本发明图7所示的开关电容电压变换器，这种独立性包含两个方面：(1)每个子开关电容电压变换器的转换比是独立的，不需要相同；(2)可以将任意一级子开关电容电压变换器的第一变换端作为输入端、第二变换端作为输出端，或者将任意一级子开关电容电压变换器的第二变换端作为输入端、第一变换端作为输出端，且各级子开关电容电压变换器的输入端和输出端设置可以不统一，比如第一级子开关电容电压变换器的第一变换端作为输入端、第二变换端作为输出端，第二级子开关电容电压变换器的第二变换端作为输入端、第一变换端作为输出端，……。

令第p级子开关电容电压变换器的输出端与输入端电压转换比为当ap＝1时表示第p级子开关电容电压变换器的第一变换端作为输入端、第二变换端作为输出端，第p级子开关电容电压变换器用于将其输入端电压抬升lp倍后输出；当ap＝-1时表示第p级子开关电容电压变换器的第二变换端作为输入端、第一变换端作为输出端，第p级子开关电容电压变换器用于将其输入端电压降低，变换为输入端电压的1/lp倍后输出。则p个子开关电容电压变换器级联形成的级联总开关电容电压变换器的输出端与输入端电压转换比为l:1，

本发明的第二种应用：

对于n:1串联-并联型开关电容电压变换器，为了减小vx端电流纹波、vy端电流纹波或增大电流能力，通常将两个或者多个n:1串联-并联型开关电容电压变换器错相位并联使用。因为开关电容电压变换器的电流遵循电阻和电容充放电的指数曲线，所以在每个周期内部，电流是不均匀的，为了让整体的输入输出电流更加平滑，通常会将多个开关电容电压变换器错相位并联使用；有时系统希望增大电流能力，也会将多颗开关电容电压变换器并联使用，如图12所示。图12中，有q个转换比相同(都为n:1)的第一开关电容电压变换器并联，但是它们的时钟信号clk彼此错相360°/q。其中第一开关电容电压变换器可以单独采用本发明提出的n:1串联-并联型开关电容电压变换器，也可以采用将本发明的多个串联-并联型开关电容电压变换器进行级联得到的n:1级联总开关电容电压变换器，同样的，被并联的第一开关电容电压变换器，也都可以按照本发明的方案一起改变电压转换比。

综上所述，本发明在实施例中给出了在传统3:1串联-并联型开关电容电压变换器中增加一个控制开关管并且错开相位的方案，解决了传统3:1串联-并联型开关电容电压变换器在电压转换比为2:1时工作效率低的问题。并将解决3:1串联-并联型开关电容电压变换器低效率的方法推广到任意n:1串联-并联型开关电容电压变换器，对于n:1的串联并联型开关电容电压变换器，有n-1个控制单元，即有n-1个cfly电容，将n-1个控制单元分为k+1组控制模块，前k组控制模块中每组包含m个控制单元，最后一组控制模块包含t个控制单元；则n:1的串联并联型开关电容电压变换器可以转换为k个(m+1):1串联-并联型开关电容电压变换器，此外只剩下t个cfly电容闲置，最大限度地利用了电路中的每个器件，提高了电压转换效率，降低了热损耗。另外还提出将本发明的串联-并联型开关电容电压变换器进行级联的方案，以及提出了将本发明的串联-并联型开关电容电压变换器和级联总开关电容电压变换器进行并联错相位的使用方式，减小了vx、vy电流纹波、增大了电流能力，同时还增加了设计的灵活性。

本领域的普通技术人员将会意识到，上述例子是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。