过电流保护模块及相关的过电流保护方法与流程

本发明涉及一种过电流保护模块及相关的过电流保护方法，尤其涉及一种可补偿一电流模式返驰式电源供应器的过电流保护模块及相关的过电流保护方法。

背景技术：

现有的返驰式电源供应器过电流保护装置通常具有一固定电流限值，如图1所示，图1为现有过电流保护装置在不同输入电压下的一变压器的一一次侧(primaryside)的电流值ipri与一操作时间的示意图。过电流保护装置可设定一固定电流限值cl进行过电流保护，当过电流保护装置的输入电压为一低输入电压(例如，110v)时，过电流保护装置在所述电流值ipri达到所述固定电流限值c时开始进行保护，所述电流值ipri受到电路延迟影响通常会在略超出所述固定电流限值c时被抑制或切断。然而，当过电流保护装置的输入电压为一高输入电压(例如，220v)时，由于所述电流值ipri上升速度较快，过电流保护装置若仍在所述电流值ipri达到所述固定电流限值c时开始进行保护，所述电流值ipri将会在超出固定流限值cl较多时，才被抑制或切断，容易造成组件受损或烧毁。因此，现有的过电流保护装置的运作质量容易受到不同的输入电压或不同负载等条件的影响。

为了解决上述问题，现有的过电流保护装置可以针对不同的条件(例如不同的输入电压)设定不同的电流限值；或者，在不同的条件(例如不同的输入电压)下，在所述电流值ipri上设定不同的初始值，以确保过电流保护装置于低输入电压或高输入电压的情形下，均可在稳定的电流值下被抑制或切断。图2及图3为现有过电流保护装置对于不同输入电压下的变压器的一次侧的电流值与操作时间的补偿示意图。在图2的例子中，对应于不同输入电压的一补偿电流限值cl_2并非如图1中为固定电流限值cl，而是随着不同条件改变的电流限值，以确保低输入电压或高输入电压均可在稳定的电流值(如所述固定流限值cl)下被抑制或切断。另一方面，在图3的例子中，通过对应于不同输入电压在所述电流值ipri上设定不同的初始值，可确保低输入电压或高输入电压均可在稳定的电流值(如所述固定流限值cl)下被抑制或切断。

然而，当现有的过电流保护装置欲应用于不同系统或环境时，上述电流限值或电流初始值通常需要重新设定，并替换对应的电路构件，使得系统成本高昂且缺乏应用弹性。除此之外，用来实现图2的相关电路较为复杂而难以轻易实现，图3的实现方式需要施加补偿电流以设定所述电流值ipri的初始值，然而这不但会增加控制电路的扰动，更会于返驰式电源供应器的输出电压产生不必要的涟波，而直接影响返驰式电源供应器的输出电源质量。因此，现有技术有改进的必要。

技术实现要素：

因此，本发明的主要目的即在于提供一种补偿一电流模式返驰式电源供应器的过电流保护模块及相关的过电流保护方法，以解决上述问题。

本发明实施例提供一种过电流保护模块，供用于包含一变压器的一返驰式电源供应器，所述过电流保护模块包含一开关控制单元，于一第一区间内产生一控制信号，以控制耦接于所述变压器的一一次侧的一晶体管开关，其中于所述控制信号的一第一工作周期开启所述晶体管开关，于所述控制信号的一第二工作周期关闭所述晶体管开关；一转换单元，耦接于所述开关控制单元，所述转换单元根据所述第二工作周期，产生一补偿电流；一时序控制单元，耦接于所述转换单元，所述时序控制单元于所述第一区间中的所述晶体管开关关闭的期间内，输出对应于所述补偿电流至一阻抗单元，使所述阻抗单元产生一阻抗跨压；以及一电流控制单元，耦接于所述时序控制单元及所述阻抗单元，所述电流控制单元根据所述阻抗跨压决定一过电流参考电压，以供所述过电流保护模块于接续于所述第一区间的第二区间使用。

本发明实施例另提供一种过电流保护方法，供控制于包含一变压器的一返驰式电源供应器，包含于一第一区间内产生一控制信号，以控制耦接于所述变压器的一一次侧的一晶体管开关，其中于所述控制信号的一第一工作周期开启所述晶体管开关，于所述控制信号的一第二工作周期关闭所述晶体管开关；于所述第一区间内根据对应于所述第二工作周期产生一补偿电流；于所述第一区间中的所述晶体管开关关闭期间内，输出所述补偿电流至一阻抗组件，而产生一阻抗跨压；以及根据所述阻抗跨压决定一过电流参考电压，以于接续于所述第一区间的一第二区间内，根据过所述电流参考电压判断流经晶体管开关的一电流是否高于电流限制。

附图说明

图1为现有的一过电流保护装置在不同输入电压下的一变压器的一一次侧的电流值与一操作时间的示意图。

图2及图3为现有过电流保护装置对于不同输入电压下的变压器的一次侧的电流值与操作时间的补偿的示意图。

图4为本发明实施例的一返驰式电源供应器的示意图。

图5为本发明实施例的控制信号的示意图。

图6为本发明实施例的一阻抗跨压与一第一工作周期关系的示意图。

图7及图8为本发明实施例的过电流保护模块的信号时序图。

图9为本发明实施例的另一返驰式电源供应器的示意图。

图10为本发明实施例的一过电流保护流程的示意图。

其中，附图标记说明如下：

400变压器

402开关控制单元

404转换单元

406时序控制单元

408、408’阻抗单元

410电流控制单元

412过电流保护单元

1000过电流保护流程

1002～1008步骤

cl限值固定电流限值

cl_2、cl_3补偿电流限值

ctrl控制信号

d0空白工作周期

d1第一工作周期

d2第二工作周期

ipri、ics电流

id2补偿电流

ocp、ocp’过电流保护模块

p_1～p_5区间

pc过电流保护模块

q1晶体管开关

rcs电阻

vcom、vcom_1、vcom_2、vcom_3过电流补偿电压

vin输入电压

voc过电流参考电压

voc_max过电流上限电压

vout输出电压

vz、vz_1、vz_2、vz_3阻抗跨压

z电阻值

具体实施方式

请参考图4，图4为本发明实施例的一过电流保护模块ocp，以及应用所述过电流保护模块ocp的一返驰式电源供应器pc的示意图。返驰式电源供应器pc通常包含一变压器400、一晶体管开关q1及一电阻rcs。返驰式电源供应器pc需要有一电流限制，用来于流经变压器400的一一次侧(primaryside)的一电流ics高于所述电流限制时，启动过电流保护模块ocp的过电流保护措施。

过电流保护模块ocp可以利用一集成电路芯片实现，故可以是一过电流保护芯片的形式，其包含一开关控制单元402、一转换单元404、一时序控制单元406、一电流控制单元410及一过电流保护单元412。开关控制单元402产生一控制信号ctrl，以控制耦接于变压器400的一次侧的晶体管开关q1，其中于控制信号ctrl的一第一工作周期开启晶体管开关q1，并且于控制信号ctrl的一第二工作周期关闭晶体管开关q1。

具体来说，请参考图5，图5为本发明实施例的控制信号ctrl的示意图。控制信号ctrl可以是一脉冲宽度调变(pulsewidthmodulation，pwm)信号，在一个控制信号ctrl的区间内可以包含一第一工作周期d1、一第二工作周期d2及一空白工作周期d0。第一工作周期d1与第二工作周期d2的总合时间固定(如图所示的完成周期)，空白工作周期d0则为接续于第一工作周期d1与第二工作周期d2完成后的空白周期，供保护返驰式电源供应器pc。在此例中，在控制信号ctrl的第一工作周期d1内开启晶体管开关q1，并且于控制信号ctrl的第一工作周期d1结束时，关闭晶体管开关q1，故所述控制信号ctrl的占空比(dutycycle)即第一工作周期d1占整个控制信号ctrl时间长度的比例。

值得注意的是，由于开关控制单元402的第一工作周期d1的长度与一输入电压成负相关，也就是说，在相同的输出电压及负载需求下，当开关控制单元402的输入电压越高时，控制信号ctrl的第一工作周期d1越短(即晶体管开关q1被开启的时间越短)，而由于第一工作周期d1与第二工作周期d2的总合时间固定，因此第二工作周期d2越长；相反地，当开关控制单元402的输入电压越低时，控制信号ctrl的第一工作周期d1越长(即晶体管开关q1被开启的时间越长)，而第二工作周期d2越短。另一方面，返驰式电源供应器pc的输出电压或一负载所抽取的一电流与第一工作周期d1的长度成正相关。也就是说，当返驰式电源供应器pc所需的输出电压较小，或者负载的电流需求小时，第一工作周期d1的长度对应缩短；反的，则延长。此外，第一工作周期d1是由返驰式电源供应器pc的一系统错误回路控制(systemerrorloop)所控制。

转换单元404耦接于开关控制单元402，用来根据第二工作周期d2，产生一补偿电流id2。时序控制单元406耦接于转换单元404，用来于晶体管开关q1的关闭期间内(即第一工作周期d1完成后)，输出对应于第二工作周期d2的一补偿电流id2至一阻抗单元408。阻抗单元408耦接于时序控制单元406，用来于时序控制单元406输出补偿电流id2时，产生一阻抗跨压vz。例如，阻抗单元408可以是具有一电阻值z的一电阻或其他阻抗组件。电流控制单元410耦接于时序控制单元406及阻抗单元408，用来根据阻抗跨压vz决定一过电流参考电压voc，以限制流经晶体管开关q1的电流ics。其中在一实施例中，电流控制单元410利用阻抗跨压vz与一常数k产生一过电流补偿电压vcom(即vcom＝vz*k)，并根据一过电流上限电压voc_max及所述过电流补偿电压vcom决定所述过电流参考电压voc，而过电流上限电压voc_max及常数k是依设计需求所决定。在一实施例中可以根据所述过电流上限电压voc_max及所述过电流补偿电压vcom的差值决定所述过电流参考电压voc，因此过电流参考电压voc为过电流上限电压voc_max减去过电流补偿电压vcom(即voc＝voc_max-vcom)。过电流保护单元412耦接于时序控制单元406、阻抗单元408及电流控制单元410。用来于流经晶体管开关q1的电流ics超过过电流保护模块ocp的电流限制时，执行过电流保护措施。

具体来说，请同时参考图6，图6为本发明实施例的阻抗跨压vz与第一工作周期d1关系的示意图。如图6所示，补偿电流id2是转换单元404依据第二工作周期d2所产生，而阻抗跨压vz为补偿电流id2与阻抗单元408的阻抗值z的乘积，因此当第一工作周期d1的长度为零时，第二工作周期d2的长度最大，转换单元404可对应地产生最大的补偿电流id2至时序控制单元406；相反地，当第一工作周期d1的长度达到完成周期时，第二工作周期d2的长度最小，则补偿电流id2为最小。而如前所述，在相同的输出电压及负载需求下，开关控制单元402的第一工作周期d1的长度与输入电压成负相关，也就代表补偿电流id2的大小和输入电压成正相关。举例而言，输入电压越大时，补偿电流id2和阻抗跨压vz也随的越大，使得电流控制单元410根据阻抗跨压vz决定一过电流参考电压voc，将得到较小的过电流参考电压voc；相反的，输入电压越小时，电流控制单元410将得到较大的过电流参考电压voc。

在本实施例中，过电流保护模块ocp实际上是以电流控制单元410中固定的过电流上限电压voc_max执行过电流保护，因此，不会如图2所示的先前技术面临为了要随着不同条件改变的电流限值，而面临相关电路较为复杂而难以轻易实现。而且，当本发明实施例的过电流保护模块ocp欲应用于不同系统或环境时，只需要通过置换阻抗单元408即可，使得系统成本大幅降低且应用弹性显着提升。

值得注意的是，在本发明实施例中，转换单元404产生的补偿电流id2，是通过时序控制单元406于晶体管开关q1的关闭期间内(即第一工作周期d1完成后)，才输出至阻抗单元408。因为此时晶体管开关q1是关闭状态，故补偿电流id2不会于对返驰式电源供应器pc的输出电压产生影响，故返驰式电源供应器pc应用本发明实施例的过电流保护模块ocp后，输出电源质量并不受影响。

更详细来说，在一个控制信号ctrl的区间中是包含第一工作周期d1与第二工作周期d2，转换单元404会根据第二工作周期d2产生补偿电流id2。时序控制单元406是于第一工作周期d1完成后，才输出补偿电流id2至阻抗单元408而形成阻抗跨压vz。此时因为晶体管开关q1是关闭状态，流经晶体管开关q1的电流ics应为零，因此，电流控制单元410根据阻抗跨压vz决定所过电流参考电压voc，实际上是在控制信号ctrl的下一个的区间中作用。由此可知，本发明的过电流保护模块ocp利用开关控制单元402在一个区间中控制晶体管开关q1的第二工作周期d2产生补偿电流，以决定用于下一个区间中的过电流补偿电压voc。

通过过电流参考电压voc，即可判断流经晶体管开关q1的电流ics是否高于电流限制。当过电流保护模块ocp感测返驰式电源供应器pc的电流ics高于电流限制时，过电流保护模块ocp的过电流保护单元412被启动以执行过电流保护措施，例如抑制或切断电流ics，甚至可以在多次被触发保护时，直接终止过电流保护模块ocp的运作。也就是说，本发明的过电流保护模块ocp可通过用户自行置换阻抗单元408，而适用于应用于不同系统或环境，避免返驰式电源供应器pc的电流ics在超出原本固定的电流限值时，造成组件受损或烧毁。

为了更清楚解释如何通过过电流参考电压voc判断流经晶体管开关q1的电流ics是否高于电流限制，请参考图7、8，图7、8为本发明实施例的过电流保护模块ocp的范例信号时序图。控制信号ctrl是由开关控制单元402根据输入电压、输出电压或负载需求而在每一区间中产生第一工作周期d1以开启晶体管开关q1，转换单元404产生对应于各区间中第二工作周期d2的补偿电流id2，阻抗跨压vz为时序控制单元406控制让补偿电流id2流经阻抗单元408时所产生。过电流参考电压voc是根据返驰式电源供应器pc的过电流上限电压voc_max及前一区间的过电流补偿电压vcom所决定。在图7中绘示了第一区间p_1～第五区间p_5，阻抗跨压vz_1是根据第一区间p_1的控制信号ctrl的第二工作周期d2所产生的，并据以产生过电流补偿电压vcom_1＝vz_1*k及过电流参考电压voc，以用于第二区间p_2；阻抗跨压vz_2是根据第二区间p_2的控制信号ctrl的第二工作周期d2所产生的，并据以产生过电流补偿电压vcom_2＝vz_2*k及过电流参考电压voc，以用于第三区间p_3，依此类推。其中，由于第二区间p_2中的第二工作周期d2较短(相较于第一区间p_1)，导致第二区间p_2中的阻抗跨压vz_2较小，故第三区间p_3所使用的过电流参考电压voc(依据第二区间p_2产生)将会高于第二区间p_2所使用的过电流参考电压voc(依据第一区间p_1产生)。

在图7中，当返驰式电源供应器pc正常操作时，流经晶体管开关q1的电流ics与电阻rcs的乘积不会达到过电流参考电压voc的值，表示判断流经晶体管开关q1的电流ics并未高于电流限制，所以过电流保护模块ocp的过电流保护措施不会被启动。在此情形下，如图7所示，本发明的过电流保护模块ocp仍根据每一区间所决定的过电流补偿电压vcom产生对应的过电流参考电压voc以应用到下一区间。

在图8中，当返驰式电源供应器pc处于异常状态，如图8的ics*rcs的信号于第二区间p_2达到对应于第二区间p_2的过电流参考电压voc的值，表示流经晶体管开关q1的电流ics已经高于电流限制。在本实施例中，过电流保护模块ocp的过电流保护单元412启动电流保护措施，以关闭晶体管开关q1来抑制电流ics。在此情形下，图8中的过电流保护模块ocp仍根据每一区间所决定的过电流补偿电压vcom产生对应的过电流参考电压voc以应用到下一区间。

除此之外，由于本发明实施例的过电流保护模块ocp可以过电流保护芯片实现，其中阻抗单元408虽可如前述实施例设置于过电流保护芯片的一外部(如图4所绘示)，即阻抗单元408是以一外接组件的方式连接于过电流保护芯片，因此，一用户可根据其需求调整或置换阻抗单元408。

在另一实施例中，请参考图9，图9为本发明另一实施例的一过电流保护模块ocp’的示意图。由于过电流保护模块ocp’为前述过电流保护模块ocp的一变化实施例，因此沿用具有相同功能的组件符号。与前述过电流保护模块ocp不同的地方在于，一阻抗单元408’设置于电流保护模块ocp’的内部。所述阻抗单元408’较佳为阻抗值可调整(例如通过编码、接线等方式)调整的芯片内阻抗，通过将所述所述抗单元408’直接设置于过电流保护芯片中，可进一步降低返驰式电源供应器pc使用者构件过电流保护机制时的成本。

上述关于过电流保护模块ocp的运作方式可归纳为一过电流保护流程1000，如图10所示，过电流保护流程1000的步骤包含：

步骤1002：于第一区间内产生控制信号，以控制耦接于变压器的一次侧的晶体管开关，其中于控制信号的第一工作周期开启晶体管开关，于控制信号的第二工作周期关闭晶体管开关。

步骤1004：于第一区间内根据第二工作周期产生补偿电流。

步骤1006：于第一区间中晶体管开关关闭的期间内，输出补偿电流至一阻抗组件，而产生一阻抗跨压。

步骤1008：根据阻抗跨压决定一过电流参考电压，以于接续于第一区间的第二区间内根据过电流参考电压判断流经晶体管开关的电流是否高于电流限制。

关于过电流保护流程1000的运作流程，可参考上述实施例，在此不再赘述。

综上所述，本发明实施例提供一种过电流保护模块及过电流保护流程，利用工作周期产生对应的补偿电流，以于返驰式电源供应器的输入电压不同时，调整返驰式电源供应器的过电流参考电压。本发明实施例也不需要随着不同条件改变的电流限值，可改善现有技术相关电路较为复杂而难以轻易实现的缺点。而且，当本发明实施例的过电流保护模块欲应用于不同系统或环境时，只需要通过置换阻抗单元即可，使得系统成本大幅降低且应用弹性显着提升。此外，在本发明实施例中，转换单元产生的补偿电流只有在晶体管开关关闭期间内才输出至阻抗单元，不会于对返驰式电源供应器的输出电压产生影响，故返驰式电源供应器应用本发明实施例的过电流保护模块后，输出电源质量并不受影响。

在本实施例中，过电流保护模块ocp实际上是以电流控制单元410中固定的过电流上限电压voc_max执行过电流保护，因此不会如图2所示的先前技术面临为了要随着不同条件改变的电流限值，而面临相关电路较为复杂而难以轻易实现。而且，当本发明实施例的过电流保护模块ocp欲应用于不同系统或环境时，只需要通过调整或置换阻抗单元408即可，使得系统成本大幅降低且应用弹性显着提升。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。