一种电压控制型半导体器件串联均压方法及均压电路与流程
本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种电压控制型半导体器件串联均压方法及均压电路。
背景技术：
随着半导体技术的发展，以igbt和mosfet为代表的电压控制型功率半导体器件在柔性直流输电、大型可再生能源并网和中高压交流传动等大功率场合应用广泛。但单个功率半导体器件能承受的电压有限，对于高电压等级的应用场合，就需要将功率半导体器件进行串联，组成一个耐压等级更高的基本单元。此外，功率半导体器件串联组成的开关单元能够耐受高电压的同时，还能够改善单个高压开关管由于漂移区厚度增加所带来的关断速度慢、存在较大损耗等问题。
能否实现功率半导体器件串联应用的关键在于是否能够保证各器件在开关瞬态以及静态下的电压均衡，否则电压不均衡引起的局部过电压将会导致过压开关管被击穿，威胁所有串联开关管的安全。造成串联功率半导体器件电压不均衡的主要原因包括开关管自身参数的分散性和驱动信号不同步两个方面。串联功率半导体器件寄生电容和断态电阻等参数的不一致将会导致开关管在静态下(关断状态)的电压分配不均衡，这可以通过在开关管两端并联均压电阻的方法较好地解决。然而，对于器件之间内部参数不同和驱动信号不同步引起的功率半导体器件在开通、关断瞬态发生的动态电压不均衡问题，则没有简单易行的解决办法，所以这也是目前研究的热点。
针对功率半导体器件直接串联的动态均压问题，已有的相关研究提出了一些解决方案，主要有无源缓冲、电压箝位两种方法。无源缓冲的方法主要是在各串联开关管两端并联rc或是rcd缓冲器，缓冲器中减缓开关管集射极电压的变化率，吸收瞬时过电压，从而减小不同开关管之间的动态电压差，该方法实现简单，可靠性强，但均压效果有限。此外，缓冲电路会大大减缓器件的开关速度，同时还会增加额外的功率损耗，在中大功率场合效率低下。另外，大功率应用场合往往需要较大的缓冲电容，这会导致串联开关单元体积庞大。电压箝位方法是在各开关器件集射极之间接入由齐纳二极管、电容等器件构成的箝位电路，当某一开关管的集射极电压超过一定值时，箝位电路就会被触发，将该开关管两端的电压箝位在安全电压之内。相比于无源缓冲方法，该方法对器件的开关速度影响小，但只能避免器件两端出现过压，而无法控制动态过程中电压保持均衡，此外，箝位电路被触发时将会流过较大的电流，从而导致较高的功率损耗。也有研究在串联开关管之间接入有源电压箝位电路，使开关管之间相互影响，从而起到均压作用，但电路复杂，不易实现，对开关速度的影响也有所增大。
由此可见，现有技术中针对功率半导体器件直接串联的动态均压方法还存在一定的缺陷，有待改进。
技术实现要素：
针对上述现有技术中功率半导体器件直接串联的动态均压方法存在的不足，本申请提供一种电压控制型半导体器件串联均压方法及均压电路。
一种电压控制型半导体器件串联均压方法,所述半导体器件包括第一极、第二极和控制极，每个半导体器件的控制极与驱动电路的输出端连接，所述驱动电路的输入端连接有可控驱动电源，所述方法包括：
采集串联的每个半导体器件的第一极和第二极之间的电压信号，得到多个电压信号；
根据所述多个电压信号计算一个参考电压信号，分别计算多个电压信号与所述参考电压信号之间的误差补偿信号；
根据所述误差补偿信号反馈控制对应的可控驱动电源输出的电压控制信号，以使得多个半导体器件同时导通或关断。
在一种实施例中，所述根据所述多个半导体器件的电压信号计算一个参考电压信息，分别计算多个电压信号与所述参考电压信号之间的误差补偿信号包括：
将一个半导体器件的电压信号作为所述参考电压信号或者将所有半导体器件的电压信号的均值作为参考电压信号，分别计算每个半导体器件的电压信号与所述参考电压信号的差值，对所述差值进行累积得到所述误差补偿信号。
在一种实施例中，所述电压控制信号包括可控驱动电源输出的正压信号和/或负压信号；
所述根据所述误差补偿信号反馈控制对应的可控驱动电源输出的电压控制信号，以使得多个半导体器件同时导通或关断包括：
根据所述误差补偿信号反馈控制对应的可控驱动电源输出的正压信号和/或负压信号，以改变对应半导体器件导通和/或关断时其控制极输入的电压变化率。
在一种实施例中，还包括：获取每个可控驱动电源当前输出的电压控制信号，根据所述误差补偿信号和当前输出的电压控制信号计算出对应的反馈控制信号，根据所述反馈控制信号反馈控制对应的可控驱动电源输出的电压控制信号，以使得多个半导体器件同时导通或关断；
所述获取每个可控驱动电源当前输出的电压控制信号，根据所述误差补偿信号和当前输出的电压控制信号计算出对应的反馈控制信号包括：
对所述误差补偿信号和电压控制信号依次进行差分运算、反馈调节运算后得到所述反馈控制信号，通过所述反馈控制信号反馈控制对应的可控驱动电源输出的正压信号和/或负压信号，以改变对应半导体器件导通和/或关断时其控制极输入的电压变化率，以使得所有串联的半导体器件同时导通或关断。
在一种实施例中，所述通过所述反馈控制信号反馈控制对应的可控驱动电源当前输出的正压信号和/或负压信号，以改变对应半导体器件导通和/或关断时其控制极输入的电压变化率包括：
通过所述反馈控制信号反馈控制可控驱动电源输出所述正压信号和/或负压信号；控制所述半导体器件的控制极切换接通所述正压信号和负压信号，以实现所述半导体器件在导通和关断状态间切换；
反馈控制所述可控驱动电源改变其输出的正压信号和/或负压信号的大小，以改变半导体器件在导通和关断状态间切换时控制极上的电压变化率，以使得所有串联的半导体器件同时导通或关断。
一种半导体器件串联均压电路，包括多个可控驱动电源、多个电压测量电路、多个驱动电路、至少一个均压调节模块；
其中，所述多个电压测量电路分别用于测量多个半导体器件的第一极和第二极之间的电压信号；
所述均压调节模块用于根据所述多个半导体器件的电压信号计算一个参考电压信号，并分别计算多个电压信号与所述参考电压信号之间的误差补偿信号；
所述多个可控驱动电源用于输出不同的电压控制信号，并根据所述误差补偿信号和当前输出电压控制信号计算出对应的反馈控制信号；并依据所述反馈控制信号控制下一时刻输出的电压控制信号；
所述驱动电路用于根据所述电压控制信号控制多个半导体器件同时导通或关断。
在一种实施例中，所述电压测量电路包括电流传感器，所述电流传感器设置在对应的半导体器件的静态均压电路中，用于测量对应的半导体器件静态均压电路上的电流，通过所述电流计算出该半导体器件的第一极和第二极之间的电压信号。
在一种实施例中，所述可控驱动电源包括控制模块，所述控制模块用于根据所述误差补偿信号和当前输出电压控制信号计算出对应的反馈控制信号，并依据所述反馈控制信号控制下一时刻输出的电压控制信号。
在一种实施例中，所述可控驱动电源还包括电压输出电路，所述电压输出电路用于根据所述控制模块输出的反馈控制信号改变其输出的电压控制信号。
在一种实施例中，所述电压控制信号包括可控驱动电源输出的正压信号和/或负压信号；所述控制模块用于控制可控驱动电源输出的正压信号和/或负压信号的大小；
所述驱动电路包括信号输入端，所述信号输入端用于接收驱动信号以控制该驱动电路接通所述正压信号或负压信号，以实现所述半导体器件在导通和关断状态间切换；
所述控制模块用于反馈控制所述电压输出电路改变其输出的正压信号和/或负压信号的大小，以改变对应半导体器件导通和/或关断时其控制极输入的电压变化率，以使得所有串联的半导体器件同时导通或关断。
依据上述实施例的半导体器件串联均压方法,其包括：采集串联的每个半导体器件的第一极和第二极之间的电压信号，得到多个电压信号；根据多个电压信号计算一个参考电压信号，分别计算多个电压信号与参考电压信号之间的误差补偿信号；根据误差补偿信号反馈控制对应的可控驱动电源输出的电压控制信号，以使得多个半导体器件同时导通或关断，从而达到均压的效果。该方法和现有的方法相比，避免在半导体器件的控制极和第一极或第二极之间串入额外的辅助电路，减少了杂散参数的引入，也降低了成本，同时功率损耗小、效率高、均压效果好。
附图说明
图1为本申请实施例的半导体器件串联均压方法流程图；
图2为本申请实施例的半导体器件串联均压电路结构示意图；
图3为本申请实施例的电压输出电路的电路示意图；
图4为本申请实施例的电压测量电路和均压调节模块结构示意图；
图5为本申请实施例的控制模块结构示意图；
图6为本申请实施例的可控驱动电源的结构示意图。
具体实施方式
下面通过具体实施方式结合附图对本发明作进一步详细说明。其中不同实施方式中类似元件采用了相关联的类似的元件标号。在以下的实施方式中，很多细节描述是为了使得本申请能被更好的理解。然而，本领域技术人员可以毫不费力的认识到，其中部分特征在不同情况下是可以省略的，或者可以由其他元件、材料、方法所替代。在某些情况下，本申请相关的一些操作并没有在说明书中显示或者描述，这是为了避免本申请的核心部分被过多的描述所淹没，而对于本领域技术人员而言，详细描述这些相关操作并不是必要的，他们根据说明书中的描述以及本领域的一般技术知识即可完整了解相关操作。
另外，说明书中所描述的特点、操作或者特征可以以任意适当的方式结合形成各种实施方式。同时，方法描述中的各步骤或者动作也可以按照本领域技术人员所能显而易见的方式进行顺序调换或调整。因此，说明书和附图中的各种顺序只是为了清楚描述某一个实施例，并不意味着是必须的顺序，除非另有说明其中某个顺序是必须遵循的。
本文中为部件所编序号本身，例如“第一”、“第二”等，仅用于区分所描述的对象，不具有任何顺序或技术含义。
本申请中的半导体器件为三端子晶体管，其三个端子为控制极、第一极和第二极。晶体管可以为绝缘门极双极型晶体管(igbt)或金属-氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)等。例如当晶体管为igbt时，其控制极是指igbt的门极，第一极可以为igbt的集电极或发射极，对应的第二极可以为igbt的发射极或集电极；当晶体管为mosfet时，其控制极是指mosfet的栅极，第一极可以为mosfet的漏极或源极，对应的第二极可以为mosfet的源极或漏极。
实施例一：
请参考图1，本实施例提供一种电压控制型半导体器件串联均压方法，其包括：
步骤101：采集串联的每个半导体器件的第一极和第二极之间的电压信号，得到多个电压信号，一般的至少包括两个半导体器件串联，此处的多个指的是不少于两个；
步骤102：根据多个半导体器件的电压信号计算一个参考电压信号，分别计算多个电压信号与参考电压信号之间的误差补偿信号；
步骤103：根据误差补偿信号反馈控制对应的可控驱动电源下一时刻输出的电压控制信号，以使得多个半导体器件同时导通或关断。
其中，在步骤101中，可以通过电流采集电路或者电流传感器串联在每个半导体器件的静态均压电路中，以等价获取该半导体器件第一极和第二极之间的电压信号，本实施例的电压信号为电压值。
其中，在步骤102中，可以将采集的其中一个半导体器件的电压信号作为参考电压信号，或者将采集的多个半导体器件的电压信号的均值，分别计算每个半导体器件的电压信号与参考电压信号的差值，对差值进行累加得到误差补偿信号。
若只有两个半导体器件器件串联，则可以将其中一个电压信号作为参考电压信号，计算两个电压信号的差值，对差值进行累积即得到误差补偿信号。
其中，本实施例的电压控制信号包括可控驱动电源输出的正压信号和/或负压信号；本实施例中根据反馈控制信号反馈控制对应的可控驱动电源当前输出的电压控制信号，以使得多个半导体器件同时导通或关断，具体的，根据反馈控制信号反馈控制对应的可控驱动电源下一时刻输出的正压信号和/或负压信号的大小，以改变对应半导体器件导通和/或关断时其控制极输入的电压变化率。该电压变化率也可以理解为半导体器件控制极充电或放电时的速度，充电或放电时的速度决定了半导体器件的控制极达到其自身的导通电压或关断电压的速度。通过控制多个半导体器件控制极的充电和放电速度，使得多个串联的半导体器件同时达到其自身的导通电压或关断电压，以实现串联的半导体器件多个同时导通或关断，从而达到均压的效果。
进一步的，本实施例的均压方法还包括：获取每个可控驱动电源当前输出的电压控制信号，对误差补偿信号和电压控制信号依次进行差分运算、反馈调节运算后得到反馈控制信号，通过反馈控制信号反馈控制对应的可控驱动电源下一时刻输出的电压控制信号。其中本实施例的反馈调节运算具体可以采用pid反馈调节运算。
进一步的，一般的控制多个半导体器件控制极的充电和放电速度，主要通过控制该半导体器件导通和关断时其控制极上的正、负电压实现，而正、负电压通过驱动电路切换到正压端和负压端导通实现，正、负电压的值则通过可控驱动电源电路的调节实现。
其中，在步骤103中，根据误差补偿信号反馈控制对应的可控驱动电源当前输出的电压控制信号，以使得多个半导体器件同时导通或关断包括：获取每个可控驱动电源当前输出的电压控制信号，对误差补偿信号和电压控制信号依次进行差分运算、反馈调节运算后得到反馈控制信号。通过反馈控制信号反馈控制可控驱动电源输出正压信号和/或负压信号；控制半导体器件的控制极切换接通正压信号和负压信号，以实现半导体器件在导通和关断状态间切换。反馈控制可控驱动电源改变其输出的正压信号和/或负压信号的大小，以改变半导体器件在导通和关断状态间切换时控制极上的电压变化率。
采用本实施例的均压方法，摒弃了现有的通过对驱动电路进行改变以控制半导体器件同时导通和关断的方法，而是通过改变可控驱动电源的输出电压的大小，从而改变半导体器件在导通和关断状态间切换时控制极上的电压变化率，使得多个所有串联的半导体器件同时达到其自身的导通电压或关断电压。该方法和现有的方法相比，控制更加简便。另外，该方法无需在每个半导体器件的控制极和第一极或第二极之间串入额外的辅助电路，节约了硬件成本，减少了杂散参数的引入，同时功率损耗小、效率高、均压效果好。
实施例二：
本实施例提供一种电压控制型半导体器件串联均压电路，其包括多个可控驱动电源、多个电压测量电路、多个驱动电路、至少一个均压调节模块。
其中，多个电压测量电路分别用于测量多个半导体器件的第一极和第二极之间的电压信号。串联的半导体器件一般采用均压电阻实现静态均压，各个均压电阻并联在半导体器件的第一极和第二极之间，通过测量半导体器件静态均压电路的电流，进而通过处理得到对应的电压信号。例如，本实施例中电压测量电路包括电流传感器，电流传感器设置在对应的半导体器件的静态均压电路中，用于测量对应的半导体器件静态均压电路上的电流，通过电流计算出该半导体器件的第一极和第二极之间的电压信号。
其中，均压调节模块用于根据多个半导体器件的电压信号计算一个参考电压信号，并分别计算多个电压信号与参考电压信号之间的误差补偿信号；例如若只有两个半导体器件，则可以采用一个均压调节模块先计算两个半导体器件电压信号的差值，再对该差值进行累积，得到误差补偿信号，若是多个半导体器件串联，则需要多个均压调节模块计算每个半导体器件的电压信号与参考电压信号之间的差值，并对该差值进行累积，得到多个误差补偿信号。
其中，多个可控驱动电源用于输出不同的电压控制信号，并根据误差补偿信号和当前输出的电压控制信号计算出对应的反馈控制信号；并依据反馈控制信号控制下一时刻输出的电压控制信号。驱动电路用于接收驱动信号并控制所述半导体器件接通所述正压信号或负压信号，以实现所述半导体器件在导通和关断状态间切换。一般的，一个半导体器件对应一个电压测量电路、一个均压调节模块、一个可控驱动电源和一个驱动电路，这些结构共同形成一个反馈控制回路，以控制对应的可控驱动电源输出的电压控制信号。
其中，每个可控驱动电源包括控制模块和电压输出电路，控制模块用于根据误差补偿信号和当前输出电压控制信号计算出对应的反馈控制信号，并依据所述反馈控制信号控制下一时刻输出的电压控制信号。例如控制模块可以为单片机、控制电路或者其他具有控制功能的逻辑电路实现。电压输出电路用于根据控制模块输出的反馈控制信号改变其输出的电压控制信号。
其中，本实施例的电压控制信号包括可控驱动电源输出的正压信号和/或负压信号；控制模块用于控制可控驱动电源输出的正压信号和/或负压信号的大小。驱动电路包括信号输入端，信号输入端用于接收驱动信号以控制该驱动电路接通正压信号或负压信号，以实现所述半导体器件在导通和关断状态间切换。控制模块用于反馈控制电压输出电路改变其输出的正压信号和/或负压信号的大小，以改变对应半导体器件导通和/或关断时其控制极输入的电压变化率，以使得所有串联的半导体器件同时达到其自身的导通电压或关断电压，以控制多个半导体器件同时导通或关断，从而达到均压的效果。
在一种实施例中，可控驱动电源的电压输出电路中包括开关管，通过控制给开关管的pwm信号，可控制其输出的正电压和/或负电压的值。对应的，控制模块可以采用控制电路实现，例如控制电路包括差分运算电路、反馈调节运算电路和载波运算电路；差分运算电路、反馈调节运算电路和载波运算电路分别用于依次对误差补偿信号和电压信号进行差分运算、反馈调节运算和载波运算后得到反馈控制信号，即pwm信号，用于控制电压输出电路中开关管的开断，实现对可控驱动电源输出的电压的调节。
实施例三
本实施例以两个半导体器件串联形成的半导体组为例对具体电路结构进行说明，如图2，本实施例提供一种半导体器件串联均压电路，该电路包括两个电压测量电路(分别为第一电压测量电路4和第二电压测量电路41)、一个均压调节模块5、两个可控驱动电源(分别为第一可控驱动电源21和第二可控驱动电源2)和两个驱动电路(分别为第一驱动电路3和第二驱动电路31)，本实施例的半导体器件可以为sicigbt管。
本实施例的串联功率半导体器件组中包含第一半导体器件管s1和第二半导体器件管s2，第一半导体器件管s1的发射极与第二半导体器件管s2的集电极相连；两个电压测量电路的两个输入端分别连接至串联半导体器件组中第一半导体器件管s1、第二半导体器件管s2的集电极和发射极；两个电压测量电路的输出端分别连接至均压调节模块5的两个输入端；均压调节模块5的输出端连接至第二可控驱动电源2和第一可控驱动电源21的信号输入端；第二可控驱动电源2的两个功率输入端分别连接至直流供电电源vdc的正、负极，其正、负电压输出端则分别连接至第二驱动电路31的正、负电压输入端，其地线输出端连接至串联半导体器件组中第二半导体器件管s2的发射极，第一可控驱动电源21两个功率输入端也分别连接至直流供电电源vdc的正、负极，其正、负电压输出端分别连接至第一驱动电路3的正、负电压输入端，其地线输出端连接至串联半导体器件组中第一半导体器件管s1的发射极；第一驱动电路3和第二驱动电路31的信号输入端相连，用于接收串联半导体器件组的驱动信号，第一驱动电路3的输出端连接至所述串联半导体器件组中第一半导体器件管s1的门极，第二驱动电路31的输出端连接至串联半导体器件组中第二半导体器件管s2的门极(即控制极)。
更进一步地，其中，第一可控驱动电源21和第二可控驱动电源2包括相同结构的控制模块和电压输出电路，控制模块可以为单片机、控制电路或者其他具有控制功能的逻辑电路实现。如图6，本实施中以第二可控驱动电源2为例对其控制模块和电压输出电路结构进行说明，如图3，电压输出电路20包括：开关管sd、变压器t、二极管dd1、二极管dd2、电阻rd1、电阻rd2、电阻rm1、电阻rm2、稳压二极管dzd1、稳压二极管dzd2、电容cd1和电容cd2；开关管sd漏极连接在变压器t原边的异名端，源极连接在直流供电电源vdc的负极，栅极作为电压输出电路20的信号输入端，连接至控制模块的信号输出端；变压器t原边的同名端连接至直流供电电源vdc的正极，变压器t副边包含第一绕组和第二绕组两个绕组，第一绕组的同名端与第二绕组的异名端相连，作为电压输出电路20的地线输出端；二极管dd1的阳极连接在变压器t副边第一绕组的异名端，阴极连接至电阻rd1的一端，电阻rd1的另一端则作为电压输出电路20的正电压输出端，连接至第二驱动电路31的正电压输入端；二极管dd2的阴极连接在变压器t副边第二绕组的同名端，阳极连接至电阻rd2的一端，电阻rd2的另一端则作为电压输出电路20的负电压输出端，连接至第二驱动电路31的负电压输入端；稳压二极管dzd1与电容cd1相并联，并联后稳压二极管dzd1的阴极连接在电压输出电路20的正电压输出端，阳极连接在第电压输出电路20的地线输出端；稳压二极管dzd2与电容cd2相并联，并联后稳压二极管dzd2的阳极连接在电压输出电路20的负电压输出端，阴极连接在电压输出电路20的地线输出端；电阻rm1一端连接在电压输出电路20的地线输出端，另一端作为电压输出电路20的信号反馈输出端，连接至控制模块1的信号反馈输入端；电阻rm2的一端连接在控制模块1的信号反馈输入端，另一端则与电压输出电路20的负电压输出端相连。在本实施例中，电压输出电路20中变压器t的副边第一绕组和第二绕组匝数之比为n2:n3＝20:1，稳压二极管dzd1的额定反向击穿电压为18v，稳压二极管dzd1的额定反向击穿电压为6v。
其中，本实施例的第一电压测量电路4和第二电压测量电路41的构造相同，分别用于测量串联半导体器件组中第一半导体器件s1和第二半导体器件s2的集射极电压。本实施例以第一电压测量电路4为例进行说明，电路结构如图4所示，具体包括：电阻rs1和罗氏线圈cs1。电阻rs1的两端分别连接至串联半导体器件组中第一半导体器件s1的集电极c1和发射极e1，主要用于实现串联第一半导体器件s1的静态均压。罗氏线圈cs1套接在连接电阻rs1和第一半导体器件s1发射极e1的导线上，用于测量流过电阻rs1的电流，从而实现对第一半导体器件s1的集射极电压vce1的检测，同样可以测出第二半导体器件s2的集射极电压ce2。需要说明的是，电阻rs1＝rs2，同时，为了避免较大的功率损耗，电阻rs1和rs2的阻值为半导体器件断态电阻的十分之一；此外，罗氏线圈cs1和cs2的规格一致。
其中，本实施例的均压调节模块5和控制模块1可由硬件模拟电路实现，也可基于dsp、arm和fpga等数字控制器，通过软件编程的方式实现。在本实施例中，均压调节模块5和控制模块1由模拟电路实现，均压调节模块5的具体电路图如图4所示，包括：电阻ri1、电阻ri2、电阻ri3、电容ci1、电容ci2、运算放大器op1和双向稳压管dzi；电阻ri1的一端作为均压调节模块5的输入端用于连接两个电压测量电路的输出端，另一端连接运算放大器op1的反相输入端；电阻ri2的一端作为均压调节模块5的另一输入端用于连接电压测量电路41的输出端，另一端连接运算放大器op1的同相输入端；电容ci1的一端连接在运算放大器op1的反相输入端，另一端连接至运算放大器op1的输出端；电容ci1的一端连接在运算放大器op1的同相输入端，另一端接地；电阻ri3的一端接运算放大器op1的输出端，另一端作为均压调节模块5的输出；双向稳压管dzi的一端接在均压调节模块5的输出端，另一端接地。需要说明的是，本实施例中电阻ri1＝ri2，电容ci1＝ci2；双向稳压管dzi的作用是防止积分电路饱和，其双向击穿电压绝对值|vzi|应小于可控驱动电源输出电压的参考值vref，因此，本实施例中均压调节单元5所实现的运算功能为：
本实施例的控制模块1的具体电路图如图5所示，其包括：一个差分运算电路(具体为减法运算电路)、一个反馈调节运算(具体为pid调节运算电路)和一个载波运算电路，三个电路依次连接。差分运算电路具体为减法运算电路，其包括：电阻rv1～rv5和运算放大器op2，其中电阻rv1的一端连接在运算放大器op2的反相输入端，另一端作为第二可控驱动电源2输出电压参考值vref的输入端；电阻rv2的一端连接在运算放大器op2的同相输入端，另一端作为控制模块1的信号反馈输入端连接至电压输出电路20的信号反馈输出端；电阻rv3的一端作为控制模块1的输入端连接均压调节模块5的输出端，另一端接在运算放大器op2的同相输入端；电阻rv4的一端连接在运算放大器op2的同相输入端，另一端接地；电阻rv5的一端连接在运算放大器op2的反相输入端，另一端连接在运算放大器op2的输出端。需要说明的是，本实施例中，电阻rv1＝rv5，电阻rv2＝rv3，电阻rv4＝100rv2，因此减法运算电路实现的运算为er＝-(vref-vc-vf)。pid调节运算电路包括：电阻rv6～rv8、电容cv1～cv3和误差放大器e/a，其中电阻rv6与电容cv1并联后的一端连接在运算放大器op2的输出端，另一端连接在误差放大器e/a的反相输入端；电阻rv7与电容cv2并联后的一端连接在误差放大器e/a的同相输入端，另一端接地；电容cv3和电阻rv8串联后的一端连接在误差放大器e/a的反相输入端，另一端连接在误差放大器e/a的输出端；pid调节运算电路所实现的运算为
本实施例中第一驱动电路3和第二驱动电路31采用常规的图腾柱型驱动芯片，其上设有驱动信号输入端，用于输入驱动信号，控制图腾柱电路切换到正电压或负电压。第一驱动电路3的正、负电压供电端分别连接至第一可控驱动电源21的正、负电压输出端；第二驱动电路31的正、负电压供电端分别连接至第二可控驱动电源2的正、负电压输出端vdd2和vee2。
本实施例中第一可控驱动电源21可以采用稳压驱动电源代替，例如采用具有正、负电压输出的dc-dc电源模块，正电压输出为18v，负电压输出为-3v。同时，本实施例中可以采用稳压驱动电源代替第一可控驱动电源21，这样在实际控制过程中组只需要调节第二驱动电源2输出的电压值，使得第二半导体器器件与第一半导体器件同时导通和关断，以达到均压效果。
下面以本实施例提供的可控驱动电源为例，结合附图对本实施例的的半导体器件串联均压方法进行说明：
步骤1：串联半导体器件组开关期间，第一电压测量电路和第二电压测量电路分别检测第一半导体器件s1和第二半导体器件s2的集射极电压vce1和vce2，并将这两个信号传递给均压调节模块5。均压调节模块5将vce1和vce2作差后进行反相积分，输出误差补偿信号vc，传递给第二可控驱动电源2；
步骤2：第二可控驱动电源2的控制模块1将误差补偿信号vc与第二可控驱动电源2输出的电压信号vf相加，再用第二可控驱动电源2输出电压的参考值vref减去它们的和，得到控制偏差信号。控制偏差信号经过误差放大器e/a所构成的pid调节器计算后输出调制波信号vm，若调制波信号vm小于vmin，则vmin与三角载波vsaw比较后输出反馈控制信号；若调制波信号vm大于等于vmin，则vm与三角载波vsaw比较后输出反馈控制信号，反馈控制信号为pwm信号，pwm信号用于控制开关管sd的开断，实现对电压输出电路20输出负电压的调节，以此可以调节电压输出电路20输出的负电压和第二半导体器件s2门极电压之间的压差，压差改变即电压变化率发生了改变；
步骤3：当驱动信号为高电平时，第二驱动电路31(即图腾柱电路)的上管导通，将串联半导体器件组中第一半导体器件s1和第二半导体器件s2的门极分别连接至第一可控驱动电源21和第二可控驱动电源2的正电压输出端，实现串联半导体器件组的开通；当驱动信号为低电平时，图腾柱电路的下管导通，将串联半导体器件组中第一半导体器件管s1和第二半导体器件管s2的门极分别连接至第一可控驱动电源21和第二可控驱动电源2的负电压输出端，实现串联半导体器件组的关断。
本发明的工作原理是：
串联半导体器件组关断期间，若由于两个驱动信号不同步(第一半导体器件管s1的驱动信号超前于第二半导体器件管s2的驱动信号)或是杂散参数不一致(第一半导体器件管s1的等效驱动电阻rge1小于第二半导体器件管s2的等效驱动电阻rge2)等因素，导致第一半导体器件管s1的集射极电压vce1高于第二半导体器件管s2的集射极电压vce2，则均压调节模块5的输出将向负电压方向不断累积，即vc<0，根据控制模块1中减法运算电路的计算，第二可控驱动电源2的输出电压实际参考值v′ref＝vref-vc增大，使pid调节电路输出的调制波信号vm变大，因此，载波运算电路输出的pwm信号占空比也随之增加，控制第二可控驱动电源2负输出电压vee2的绝对值增大并超过第一可控驱动电源21负输出电压的绝对值，使第二半导体器件s2门极上的放电速度加快，进而促使第二半导体器件s2集射极电压上升速度增大，从而快速减小vce1与vce2之间的差值，使两者趋于相等；同理，在串联半导体器件组在开通期间，由于相同的影响因素导致第一半导体器件管s1的开通速度快于第二半导体器件s2的开通速度，理论上第一半导体器件s1的集射极电压vce1会低于第二半导体器件s2的集射极电压vce2，但是考虑到上一次关断期间的调节作用使第二可控驱动电源2负输出电压vee2的绝对值高于第一可控驱动电源21负输出电压的绝对值，也就是说第二半导体器件s2的门极-发射极电容上负压的绝对值也高于第一半导体器件s1的门极-发射极电容上负压的绝对值，而两管的开通驱动电压相同，都是18v，因此第二半导体器件管s2更大的开通电压差补偿了由驱动信号不同步和杂散参数不一致带来的影响，使第一半导体器件管s1和第二半导体器件管s2的开通速度相近，从而在开通过程中保持两管电压趋于均衡。
类似地，若由于驱动信号不同步(第一半导体器件s1的驱动信号滞后于第二半导体器件s2的驱动信号)或是杂散参数不一致(第一半导体器件s1的等效驱动电阻rge1大于第二半导体器件管s2的等效驱动电阻rge2)等因素，导致第一半导体器件s1的集射极电压vce1低于第二半导体器件s2的集射极电压vce2，调节过程类似，不再赘述。
本实施例的方案与现有技术方案相比，具有以下有益效果：
(1)通过控制负驱动电压实现对半导体器件门极-发射极电容放电速度的调节，避免在半导体器件门极和发射极之间串入额外的辅助电路(例如电流源或是预充电的电容)，减少了杂散参数的引入，也降低了成本；
(2)基于可控驱动电源的设计实现半导体器件的串联均压控制，无需对驱动电路进行复杂的修改和设计，可以直接配合常规的驱动电路方案使用，应用简单。
以上应用了具体个例对本发明进行阐述，只是用于帮助理解本发明，并不用以限制本发明。对于本发明所属技术领域的技术人员，依据本发明的思想，还可以做出若干简单推演、变形或替换。
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