一种半电平MMC拓扑结构及其调制方法与流程

专利领域

本发明涉及一种能够实现交流侧电平数倍增的半电平mmc拓扑结构及其调制方法，属于电力电子技术领域。

背景技术：

模块化多电平换流器(modularmultilevelconverter，mmc)因其具有拓展性好、谐波含量低和传输效率高的优点而成为当今柔性直流输电领域最受欢迎的换流器拓扑之一。调制方式是决定mmc交流侧波形质量和运行损耗的重要因素，对换流站运行性能的提升起着关键作用。一种好的调制方式应具备谐波含量低、开关频率低与计算简单等优点。

当前广泛应用的调制方式主要包括载波移相脉冲宽度调制(carrierphaseshiftpulsewidthmodulation，cps-pwm)和最近电平逼近调制(nearestlevelmodulation，nlm)两种。cps-pwm以高频方波序列逼近正弦波，低次谐波含量低，但开关频率高带来了运行损耗大的缺点。cps-pwm计算复杂度较高，在电压等级高子模块数量多的场景中尤为突出，因此主要应用于中低压直流配电网领域。nlm以阶梯波逼近正弦波，开关频率低且计算简单，在电压等级高、子模块数量多的场景中完全可以满足电压质量要求，因此主要应用于高压直流输电领域。交流侧电平数少是限制nlm应用于中低压直流配电网领域的主要因素。

异步调制(modifiednlmmethod)将上下桥臂阶梯波移位实现了电平数倍增，可mmc各相单元电压不再恒定，相间环流较大。混合调制(nearestlevelpwm，nl-pwm)将pwm波叠加在阶梯波上构成混合调制策略，综合了两种调制策略的优点。最近半电平调制(nearesthalflevelmodulation，nhlm)用pwm波等效半电平，与nlm结合实现了半电平输出，提高了交流侧电压质量。上述三种方式从调制的层面对nlm交流侧输出电压质量进行了改善，但未从拓扑方面进行考虑。

发明目的

为了提高采用nlm策略的mmc换流器应用于中低压直流配电网时的电压质量，本发明提出一种能够实现交流侧电平数倍增的半电平mmc拓扑(halflevelmmc，hlmmc)并提出相应的半电平调制策略(halflevelmodulation，hlm)。在桥臂子模块个数不变的前提下，采用hlm策略的hlmmc拓扑的交流侧电平数较传统的采用nlm策略的mmc拓扑增加一倍。

技术实现要素：

根据本发明的一个方面，提供了一种半电平mmc拓扑结构，其桥臂由n1个a型子模块与n2个b型子模块构成，n1+n2＝n；

a型子模块为电容值为c，电容电压为uc的半桥子模块，；

b型子模块为由两个串联的半桥子模块构成，其中，该半桥子模块的电容值为2c，电容电压为uc/2；b型子模块可输出0，uc/2和uc三种电平，为交流侧电压阶梯波提供半电平，以实现阶梯数量倍增，其中，uc＝udc/(n1+n2)，udc为直流侧电压。

优选地，当本发明所述半电平mmc的桥臂上的n个子模块中包含n1个a型子模块和n2个b型子模块时，可等效为2n个电容电压为uc/2的半桥子模块，其中，前2n1个半桥子模块两两成组，组内两个子模块的触发信号与电容电压均相同，称为a型等效子模块；后2n2个半桥子模块的触发信号与电容电压彼此独立，称为b型等效子模块；正常运行时桥臂上的电压测量模块会得到n1+2n2个电压信号，将前n1个电压测量值依次平分得到2n1个电压信号，与原本的2n2个电压信号共同构成了桥臂上2n个等效子模块的电容电压测量值；

上下桥臂需要投入的等效子模块数目npj和nnj分别为：

式中n为桥臂子模块总数，uvj*为j相电压参考值，其中j＝a，b，c；

为降低开关频率，简化计算，子模块触发信号的改变仅发生在npj和nnj发生变化的时刻，在npj和nnj恒定的时间段内，子模块触发信号保持不变；以a相上桥臂为例，npa为a相上桥臂需要投入的等效子模块个数；

桥臂电流正向(ism>0)时，将2n个等效子模块的电容电压由低到高排列构成序列x1，桥臂电流反向(ism<0)时，将2n个等效子模块的电容电压由高到低排列构成序列x2；根据序列中第npa-1、npa和第npa+1个等效子模块的类别与电容电压大小关系，等效子模块的投入与切除分为四种不同的工况。

根据本发明的另一个方面，提供了一种上述半电平mmc的调制方法，在a相上桥臂情景下，

当桥臂电流正向(ism>0)时，四种工况运行如下：

工况1：当序列x1中第npa个等效子模块为b型时，直接投入前npa个等效子模块。

工况2：当序列x1中第npa个等效子模块为a型并且满足x(npa)＝x(npa-1)时，直接投入前npa个等效子模块。

工况3：当序列x1中第npa个等效子模块为a型并且满足x(npa)＝x(npa+1)时，由于x(npa)和x(npa+1)属于同一个a型子模块，投入前npa个等效子模块后，第npa+1个也会一起投入。以维持前npa-1个等效子模块优先投入为原则，当后2n-npa个等效子模块中还存在b型等效子模块时，投入前npa-1个等效子模块和后2n-npa个中电容电压最小的b型等效子模块。

工况4：当序列x1中第npa个等效子模块为a型并且满足x(npa)＝x(npa+1)时，如果后2n-npa个中不存在b型等效子模块，投入前npa+1个等效子模块，同时为保证相电压恒定，切除电容电压最大的b型等效子模块；

当桥臂电流反向(ism<0)时，四种工况运行如下：

工况1：当序列x2中第npa个等效子模块为b型时，直接投入前npa个等效子模块。

工况2：当序列x2中第npa个等效子模块为a型并且满足x(npa)＝x(npa-1)时，直接投入前npa个等效子模块。

工况3：当序列x2中第npa个等效子模块为a型并且满足x(npa)＝x(npa+1)时，若后2n-npa个中还存在b型等效子模块，投入前npa-1个等效子模块和后2n-npa个中电容电压最大的b型等效子模块。

工况4：当序列x2中第npa个等效子模块为a型并且满足x(npa)＝x(npa+1)时，若后2n-npa个中不存在b型等效子模块，投入前npa+1个等效子模块，同时切除电容电压最小的b型等效子模块。

附图说明

图1是半电平mmc拓扑结构。

图2是半电平mmc的等效子模块电容电压。

图3是子模块比例为8:2时仿真结果。

图4是子模块比例为9:1时仿真结果。

图5a是基于fbsm的hlmmc拓扑。

图5b是基于cdsm的hlmmc拓扑。

图6是本发明所述半电平mmc的调制方法：四种工况的选择流程图

图7是本发明所述半电平mmc在四种工况下的调制实例

具体实施方式

以下结合附图详细描述本发明的具体实施方式。

如图1所示，本发明的半电平mmc拓扑各桥臂由n1个a型子模块与n2个b型子模块共计n个子模块构成。以半桥子模块为例，a型子模块为半桥子模块，电容值为c，电容电压为uc；b型子模块为两个串联的半桥子模块，每个半桥子模块的电容值为2c，电容电压为uc/2。b型子模块可输出0，uc/2和uc三种电平，为交流侧电压阶梯波提供半电平，以实现阶梯数量倍增。其中，uc＝udc/(n1+n2)，udc为直流侧电压。

当桥臂上n个子模块中包含n1个a型子模块和n2个b型子模块时，可以等效为2n个电容电压为uc/2的半桥子模块。其中，前2n1个半桥子模块两两成组，组内两个子模块的触发信号与电容电压均相同，称为a型等效子模块；后2n2个半桥子模块的触发信号与电容电压彼此独立，称为b型等效子模块。如图2所示，正常运行时桥臂上的电压测量模块会得到n1+2n2个电压信号。将前n1个电压测量值依次平分得到2n1个电压信号，与原本的2n2个电压信号共同构成了桥臂上2n个等效子模块的电容电压测量值。

上下桥臂需要投入的等效子模块数目npj和nnj分别为式(1)所示：

式中n为桥臂子模块总数，uvj*为j相电压参考值，其中j＝a，b，c。

为降低开关频率，简化计算，子模块触发信号的改变仅发生在npj和nnj发生变化的时刻，在npj和nnj恒定的时间段内，子模块触发信号保持不变。以a相上桥臂为例，npa为a相上桥臂需要投入的等效子模块个数。桥臂电流正向(ism>0)时，将2n个等效子模块的电容电压由低到高排列构成序列x1，桥臂电流反向(ism<0)时，将2n个等效子模块的电容电压由高到低排列构成序列x2。如表1所示，根据序列中第npa-1、npa和第npa+1个等效子模块的类别与电容电压大小关系，等效子模块的投入与切除分为四种不同的工况。表1中“rt”表示“任意类别等效子模块”

表1等效子模块选择的4种工况

下面分析半电平mmc拓扑结构的参数配置。

1、半电平mmc拓扑结构

在桥臂电流的充放电作用下，电容电压的变换量由桥臂电流的积分决定。

式中δuc为电容电压变化量；c为电容值；ic(t)为电容电流。

如式(2)所示，b型子模块电容电压额定值是a型的一半，同时b型子模块中的电容值是a型的两倍，表明mmc换流器启动过程中桥臂上两种类型子模块电容电压将同时达到额定值。在衡量正常运行状态下电容电压波动时，不仅要考虑电容电压变化量，还应考虑电容电压额定值。

式中ε为电容电压波动率；ucn为子模块电容电压额定值。

由式(3)可知，两种子模块具有相同的电容电压波动率，表明两种子模块的功率器件具有相同的承压裕度。

该拓扑结构不仅适用于半桥子模块，还可适用于现有的能够单独输出任一电容电压的所有新型子模块，如全桥子模块(fbsm)、二极管钳位子模块(dcsm)、类全桥子模块(sfbsm)、单钳位子模块(cssm)、钳位双子模块(cdsm)和串联双子模块(sdsm)等。如图5a、5b所示，将电容电压为uc的新型子模块作为hlmmc拓扑中的a型子模块，将两个电容电压为uc/2的新型子模块的串联作为hlmmc拓扑中的b型子模块，在hlm策略的控制下均可实现交流侧电平数倍增。

二极管钳位多电平子模块(dcmsm)和不对称双子模块(adcc)因不能实现任一电容电压的单独输出，因此并不能采用hlm策略以实现交流侧电平数倍增。

2、半电平调制策略

(1)以a相上桥臂为例，当桥臂电流正向(ism>0)时，四种工况选择流程图如图6(a)所示，四种工况的实例如图7所示。hlm的四种运行工况分析如下：

工况1：当序列x1中第npa个等效子模块为b型时，直接投入前npa个等效子模块。

工况2：当序列x1中第npa个等效子模块为a型并且满足x(npa)＝x(npa-1)时，直接投入前npa个等效子模块。

工况3：当序列x1中第npa个等效子模块为a型并且满足x(npa)＝x(npa+1)时，由于x(npa)和x(npa+1)属于同一个a型子模块，投入前npa个等效子模块后，第npa+1个也会一起投入。以维持前npa-1个等效子模块优先投入为原则，当后2n-npa个等效子模块中还存在b型等效子模块时，投入前npa-1个等效子模块和后2n-npa个中电容电压最小的b型等效子模块。

工况4：当序列x1中第npa个等效子模块为a型并且满足x(npa)＝x(npa+1)时，如果后2n-npa个中不存在b型等效子模块，投入前npa+1个等效子模块，同时为保证相电压恒定，切除电容电压最大的b型等效子模块。

(2)当桥臂电流反向(ism<0)时，四种工况选择流程图如图6(b)所示，四种工况的实例亦如图7所示。hlm的四种运行工况分析如下：

工况1：当序列x2中第npa个等效子模块为b型时，直接投入前npa个等效子模块。

工况2：当序列x2中第npa个等效子模块为a型并且满足x(npa)＝x(npa-1)时，直接投入前npa个等效子模块。

工况3：当序列x2中第npa个等效子模块为a型并且满足x(npa)＝x(npa+1)时，若后2n-npa个中还存在b型等效子模块，投入前npa-1个等效子模块和后2n-npa个中电容电压最大的b型等效子模块。

工况4：当序列x2中第npa个等效子模块为a型并且满足x(npa)＝x(npa+1)时，若后2n-npa个中不存在b型等效子模块，投入前npa+1个等效子模块，同时切除电容电压最小的b型等效子模块。

为了证明本发明的优势，按照如下方法进行验证：

1、基于matlab/simulink仿真平台，搭建了5mva/±10kv的单端hbsm-hlmmc仿真模型。桥臂上子模块数量为10，a型与b型子模块比例为8:2。

图3(a)给出了hlmmc交流侧a相输出电压。正常运行时交流侧产生21电平阶梯波，说明hlmmc拓扑结构实现了交流侧电平数倍增，改善了电压质量。图3(b)给出了a相上桥臂电容电压波形。a型与b型子模块电容电压额定值虽不相同但仍能各自保持稳定且波动较小，说明hlm调制策略应用于hlmmc拓扑结构的有效性。

2、当npj和nnj为奇数时，b型子模块一定会投入，因此当b型子模块数量较少时，其器件开关频率会大大高于a型子模块。进一步搭建了桥臂上两种子模块为不同比例时的hbsm-hlmmc仿真模型，以分析不同子模块比例对hlmmc运行特性的影响。

图4给出了桥臂中子模块比例为9:1时的仿真结果。与图3比较可以发现，当桥臂中b型子模块数量过少时，其连续充电时间与连续放电时间会延长，电容电压波动率随之上升，进而影响了交流侧阶梯波的波形质量。

表2给出了不同子模块比例下的运行特性，如表2所示，随着b型子模块在桥臂中比例的升高，b型子模块的开关频率也随之降低。由于控制周期与传输功率的限制，电容电压波动率和交流侧阶梯波谐波含量并未随着b型子模块在桥臂中比例的升高而进一步降低。在工程实际中，子模块比例要根据开关频率和电容电压波动率的需求进行设计。

表2不同子模块比例下的运行特性

与现有技术相比，本发明具有以下创新点：

1、提出了一种半电平mmc拓扑结构(hlmmc)。b型子模块为hlmmc提供了半电平输出，在子模块数量不变的情况下，交流侧输出电平数加倍。桥臂上两种类型子模块的比例可根据器件开关频率与电容电压波动率的需求进行设计。

2、提出了适用于hlmmc的半电平调制策略(hlm)。该策略将子模块的投切分为四种工况，不管桥臂上两种类型子模块的比例如何，均能保证在正常运行中hlmmc桥臂上两种类型子模块电容电压保持各自稳定。