一种具有PFC电路的开关电源的制作方法

本发明涉及电源转换技术领域，特别涉及一种具有pfc电路的开关电源。

背景技术：

在开关电源的设计中，为了保证pwm(pulsewidthmodulation，脉冲宽度调制)控制器的稳定供电，通常会设计独立的辅助电源，专门为其控制器、驱动电路以及逻辑电路进行供电。其中，辅助电源通常由一个小功率的反激变换器构成，它与主变换器共用输入电路和输入保护电路。并且，该辅助电源的输入端通常设有保护电路，比如防雷单元，浪涌抑制器等；其中保护电路通常采用mov(metaloxidevaristor，金属氧化物压敏电阻)、tvs(transientvoltagesuppressor，瞬态二极管)、ntc(negativetemperaturecoefficient，负温度系数热敏电阻器)或者继电器等分立器件。但是，由分立器件构成的辅助电源体积大，限制了电源功率密度的提升。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明实施例提供一种具有pfc电路的开关电源，以简化辅助电源的设计，通过在pfc电路中的电感附加辅助绕组，减少功率器件和电路分立器件的数量，进而降低系统成本，并能够提高辅助电源整机的功率密度。

为实现上述目的，本发明实施例提供如下技术方案：

本发明提供了一种具有pfc电路的开关电源，所述pfc电路中的电感上，绕制有第一副边绕组和第二副边绕组，共同构成一个变压器；

基于所述第一副边绕组构成正激变换器；

基于所述第二副边绕组构成反激变换器；

所述正激变换器的输出端和所述反激变换器的输出端相连，连接点作为所述开关电源的辅助电源输出端。

优选的，所述变压器的原边线圈作为所述pfc电路中的电感；

所述第一副边绕组作为所述正激变换器中的输出绕组；

所述第二副边绕组作为所述反激变换器中的输出绕组。

优选的，所述正激变换器和所述反激变换器，共用同一个输出电路。

优选的，所述第一副边绕组的同名端通过第一二极管连接到所述辅助电源的输出端；所述第二副边绕组的异名端通过第二二极管连接到所述辅助电源的输出端；

所述第一副边绕组的异名端与所述第二副边绕组的同名端均接第一参考地；

所述正激变换器和所述反激变换器共用的第一电容设置于所述辅助电源的输出端与第一参考地之间。

优选的，所述开关电源包括：依次连接的滤波电路、整流桥、pfc电路、dc/dc电路，所述pfc电路包括pfc控制器，所述pfc控制器用以输出所述pfc电路内mos管的控制信号。

优选的，在所述变压器中，还绕制有第三副边绕组；

基于所述第三副边绕组构成第二反激变换器，以实现所述开关电源的第二辅助电源。

优选的，所述第三副边绕组的异名端通过第三二极管连接到所述第二辅助电源的输出端；

所述第三副边绕组的同名端接第二参考地；

所述第二辅助电源的输出端与第二参考地之间连接有第二电容。

优选的，在所述变压器中，所述pfc控制器，还用于通过所述第三副边绕组的电压信号检测所述pfc电路中电感上电流的连续或断续状态。

优选的，在所述变压器中，还绕制有第二原边绕组，所述第二原边绕组的同名端接地，异名端通过一电阻接pfc控制器，所述pfc控制器，还用于通过所述第二原边绕组的电压信号检测所述pfc电路中电感上电流的连续或断续状态。

优选的，所述第二辅助电源的输出端之后还连接一稳压电路。

基于上述内容可知，本发明提供的一种具有pfc电路的开关电源，其pfc电路中的电感上通过绕制第一副边绕组和第二副边绕组，分别实现了正激变换器和反激变换器；并且该正激变换器和反激变换器分别工作于正弦波的两个半周期内，而正激变换器和反激变换器的输出端相连，两者的输出形成波峰与波谷互补，因此构成的辅助电源能够获得较为稳定的直流输出。因此，本申请通过取电于pfc电路中的电感构成该辅助电源，代替了现有技术中取电于主变换器输入端的独立辅助电源，减少了辅助电源内功率器件和电路分立器件的数量，从而降低了系统成本，并提高了整机的功率密度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为现有技术中提供的一种开关电源的结构示意图；

图2为本发明实施例提供的一种具有pfc电路的开关电源的结构示意图；

图3为本发明实施例提供的一种具有pfc电路的开关电源中正-反激变换器工作电流的波形图；

图4为本发明实施例提供的一种具有pfc电路的开关电源中辅助电源的工作电流波形图；

图5为本发明实施例提供的一种具有pfc电路的开关电源中pfc输入电流谐波分析图；

图6为本发明另一实施例提供的另一种具有pfc电路的开关电源的结构示意图；

图7为本发明另一实施例提供的另一种具有pfc电路的开关电源的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本申请中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

现有技术中，通常采用在pfc控制器中附设高压启动电路，在dcdc变换器的主变压器上附加辅助电源绕组的方法，即当启动完成时，由高压启动电路供电切换至辅助绕组供电，以实现简化辅助电源设计的目的。但是，若该主变压器的工作频率较高，或输出负载变化，或轻载跳频工作模式，或其处于恒流工作模式、恒功率工作模式、待机模式，或输出过压、欠压、短路等异常状态时，附加的辅助电源将会受到限制，或者无法稳定为pwm控制器供电，或功耗升高。

并且，世界各工业发达国家均已制订电源变换器的能效标准以减少能耗，各种电子产品的小型化要求更高的功率密度。因此，随着电源变换器的能效标准的提升，工业界已经采用了多种pfc(powerfactorcorrection，功率因数校正)的方案，例如，增加pfc电感数量，采用双电感的设计，错相两路或多路pfc等，且在整流电路中采用有源开关器件，例如，mosfet(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor，金属-氧化物半导体场效应晶体管)，gan等，以提高工作效率，减小系统体积。具体原理为：在控制和保护电路上，采用多种模态控制技术，比如，连续模式ccm、临界模式(transient-mode)以及断续模式dcm。

虽然，在pfc的控制方面，临界模式和连续模式都得以广泛应用，但是，由于pfc电路通常设置在开关电源的输入端，该开关电源的结构示意图如图1所示，其包括了：滤波电路(由图1中电容c1和变压器tx1构成)、整流桥(由图1中二极管d1-d4构成)、pfc电路(包括pfc-controller、电容c2和c3、电感l1、mos管q1、二极管d5和d6)和dc/dc电路；其中，pfc-controller用于控制mos管q1的驱动。该pfc电路能够提高电源的功率因数，消除高次谐波，降低电网的损耗；而其输出为高压直流，通常在380v-400v，且该直流含有较大的工频二次纹波。因此，若在pfc电感l1上附加单纯的正激或反激电路，即便临界模式下的pfc所用电感较小，由于受到pfc控制逻辑的限制，依然会增加谐波电流，且其输出电压随着交流输入ac1电压v1的变化而变化，导致输出的直流仍含有较大的纹波电流。因此，基于以上多模态控制技术的pfc电感上附加辅助电源仍是工业界一个创新的探索。

所以，本发明实施例提供了一种具有pfc电路的开关电源，以简化辅助电源的设计，通过在pfc电路中的电感附加辅助绕组，减少功率器件和电路分立器件的数量，进而降低系统成本，并能够提高辅助电源整机的功率密度；同时还能够避免上述较大纹波电流的出现。

该开关电源的结构示意图如图2所示，本实施例提供的一种具有pfc电路的开关电源，与图1相比，保持电路结构基本不变，只是未示出图1中的二极管d5，即开关电源包括：依次连接的滤波电路、整流桥、pfc电路和dc/dc电路。并且，该pfc电路包括pfc控制器(如图2中pfc-controller)，用以输出mos管q1的控制信号。

在图1的基础之上，如图2所示，本实施例在pfc电路中的电感上，绕制有第一副边绕组s1和第二副边绕组s2，共同构成一个变压器tx2，并且，将该变压器tx2的原边线圈p1作为pfc电路中的电感，其电感值可与图1中pfc电感相同，感值为l1，但不仅限于此，即图1中pfc电感l1被变压器tx2取代。

同时，基于该第一副边绕组s1，与第一二极管d7及电容c4共同构成正激变换器，第一副边绕组s1作为正激变换器中的输出绕组；而基于第二副边绕组s2，与第二二极管d8及电容c4共同构成反激变换器，第二副边绕组s2作为反激变换器中的输出绕组，即该正激变换器和反激变换器共用同一个输出电路，即电容c4。该正激变换器和反激变换器共同构成了开关电源内一个寄生于pfc电路的辅助电源。

如图2所示，该辅助电源内，正激变换器和反激变换器具体的连接关系为：正激变换器的输出端和反激变换器的输出端相连，连接点作为该辅助电源的输出端vaux；正激变换器中，第一副边绕组s1的同名端通过第一二极管d7连接到该辅助电源的输出端vaux；反激变换器中，第二副边绕组s2的异名端通过第二二极管d8连接到该辅助电源的输出端vaux；第一副边绕组s1的异名端与第二副边绕组s2的同名端均接第一参考地gnd；正激变换器和反激变换器共用的第一电容c4设置于辅助电源的输出端vaux与第一参考地gnd之间。

其中，原边线圈p1的匝数为np；第一副边绕组s1的匝数为n1，第二副边绕组s2为n2。需要说明的是，n1、n2、np的数值不作具体限定，技术人员可根据实际应用情况进行设置，均在本发明的保护范围之内。

本实施例提供的正激变换器和反激变换器具体的工作原理为：pfc采用了多模态控制技术，假设输入电压ac经过整流桥后的电压为vc2，pfc的输出电压为v0，辅助电源的输出电压为vaux，pfc的占空比为d(vc2)。变压器tx2有三个绕组p1、s1、s2，其匝数分别为np、n1、n2，则：

vc2·d(vc2)·(n1/np)≥vaux(1)

vc2·(n2/np)·d(vc2)/(1-d(vc2))≥vaux(2)

v0＝vc2/(1-d(vc2))(3)

其中，正激变换器是降压变换器，当满足式(1)时，正激变换器工作，其电流大小的变化如图3中的正激电流所示；当d(vc2)<0.5时，反激变换器为降压变换器，则当d(vc2)>0.5时，反激变换器为升压变换器。

同理，当满足式(2)时，反激变换器工作，其工作电流的变化如图3中的反激电流所示。当pfc工作在连续模式和临界模式时，其占空比d(vc2)满足式(3)。

根据以上公式(1)-(3)可以计算正激变换器和反激变换器的工作区，随着pfc工作模式的变化，该正激变换器和反激变换器的工作区也随之变化，即pfc的占空比d(vc2)对输入电压变化而变化，具体变化过程如图3所示。具体的：当输入电压处于正弦波谷底时段，占空比d(vc2)增大，此时，反激变换器工作在(1-d(vc2))时刻，而正激变换器不工作；当输入电压处于正弦波波峰时段，占空比d(vc2)缩小，正激变换器可以工作在d(vc2)时刻，pfc电路工作在(1-d(vc2))时刻，反激变换器无输出。即在每个正弦周期里，正激变换器和反激变换器是间歇交替工作，它们的输出都包含了较大的工频纹波，且波峰与波谷的分布正好互补，则正激变换器的输出电压随输入电压升高而升高，反激变换器的输出电压随输入电压升高而降低，以波峰填平波谷，从而获得较稳定的直流。

举例来说，若辅助电源输出的电压vaux波形在半个正弦周期里，有三个波峰，四个波谷，如图4所示，其第一个波峰对应于反激变换器的反激电流(图4中波峰较为尖锐的曲线a)，第二个波峰对应于正激变换器的正激电流(图4中波峰较为平缓的曲线b)；并且，可以看出，正激变换器电压的波峰正好对应着反激变换器电压的波谷。则当pfc输入电压(图4中曲线c)升高，例如高于220v时，正激变换器的电流波形变大，即处于正弦波峰处的工作区变大；而当pfc输入电压降低，例如低于100v时，反激变换器的电流波形变大，即处于正弦波谷处的工作区变大，同时正激变换器的工作区缩小，或消失。

需要说明的是，pfc电感的电流，即正激变换器和反激变换器原边的电流，受pfc控制器控制，如图3中折线q1驱动和l1电流所示。

本实施例提供的该具有pfc电路的开关电源，其pfc电路中的电感上通过绕制第一副边绕组s1和第二副边绕组s2，分别实现了正激变换器和反激变换器；并且该正激变换器和反激变换器分别工作于正弦波的两个半周期内(如图3或图4所示)，而正激变换器和反激变换器的输出端相连，两者的输出形成波峰与波谷互补，因此构成的辅助电源能够获得较为稳定的直流输出，避免了较大纹波电流的出现。因此，本申请通过取电于pfc电路中的电感构成该辅助电源，代替了现有技术中取电于主变换器输入端的独立辅助电源，减少了辅助电源内功率器件和电路分立器件的数量，从而降低了系统成本，并提高了整机的功率密度。

值得说明的是，基于pfc电感的辅助电源是开环控制，它不改变pfc的电流控制环、电压控制环、控制逻辑以及pfc电感电流，如图4所示，pfc的输入ac电流，电感l1电流(图4中pfc-l1电流曲线)，二极管d6的电流(图4中pfc-d6电流曲线)波形均跟随输入电压(图4中曲线c)波形的变化而变化，pfc的输出电压(图4中曲线d)稳定在400v，则该辅助电源的稳压精度和纹波均与pfc的输出电压稳压精度和纹波大小相关。因此，本实施例通过优选正激变换器和反激变换器的绕组匝数比，如(n1/np)，(n2/np)等参数，能够获得较小的纹波和谐波电流。具体的：如图5所示的谐波电流分析图，在pfc电感上附加绕组，通过谐波分析的方法，能够控制并优化各次谐波电流；然后通过优选正激变换器和反激变换器的绕组匝数比控制pfc电感电流，使得反激变换器可以工作在输入正弦波的谷底时段，正激变换器可以工作在输入正弦波的波峰时段，从而减小纹波，并稳定输出电压，且满足iec61000-3-2谐波电流技术规范。

本发明另一实施例还提供了一种具有pfc电路的开关电源，在电源设计中，通常需要设计多路的辅助电源，以满足为电源原边的控制器、电源副边的控制器、驱动电路、接口电路、dsp(digitalsignalprocessing，数字信号处理)、mcu(microcontrollerunit，微控制单元)以及逻辑电路等多种电路的供电。因此，在上述实施例的基础上，变压器tx2还绕制有第三副边绕组s3，其结构示意图如图6所示(主要是对辅助电源的展示，其他结构可以参见图2)。其中：

基于第三副边绕组s3、与第三二极管d9及电容c5构成第二反激变换器，以实现开关电源的第二辅助电源。该第二辅助电源的具体连接关系为：第三副边绕组s3的异名端通过第三二极管d9连接到第二辅助电源的输出端vaux-2；第三副边绕组s3的同名端接第二参考地gnd-2；第二辅助电源的输出端vaux-2与第二参考地gnd-2之间连接有第二电容c5；也即，二极管d9阳极与s3负端相连，阴极与电容c5和负载r2的正端相连，c5和r2的负端与第二参考地gnd-2相连。为了区别展示，图6中用vaux-1代替图2中的vaux，用gnd-1代替图2中的gnd。

值得说明的是，图4中的pfc控制器可用于通过检测第三副边绕组s3的电压信号，判定上述pfc电路中的电感处于连续或断续状态，且由于第二辅助电源vaux-2的输出电压波动和纹波较大，通常可以在第二辅助电源vaux-2的输出端之后还连接一稳压电路，以满足数值电路的供电要求。

其余的原理与上述实施例相同，此处不再一一赘述。

本发明另一实施例还提供了一种具有pfc电路的开关电源，在上述实施例的基础上，若变压器tx2还绕制有第二原边绕组p2，且第二原边绕组p2是零点流侦测绕组，则该开关电源的结构示意图如图7所示。其中：

第二原边绕组p2的同名端接地，异名端通过一电阻r3接pfc控制器(即图7中的pfc-controller)的zcs引脚，该pfc控制器，还用于通过检测该第二原边绕组p2的电压信号，进而判定上述pfc电路中的电感处于连续或断续状态。

优选的，第三副边绕组s3也可以用于侦测零电流，以简化磁性元件设计。

其余的原理与上述实施例相同，此处不再一一赘述。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统或系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的系统及系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。

专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。