电力变换装置的制作方法

本申请基于日本发明专利申请(特愿2020-26558，申请日：2020年2月19日)，根据该申请享受优先权。通过参照该申请而包含该申请的全部内容。

本公开的一个实施方式涉及电力变换装置。

背景技术：

提出了如下的电力变换装置：对串联连接有多个ac-dc转换器或dc-dc转换器等单元电路的多单元电路施加输入电压来进行电力变换。能够将构成多单元电路的各单元电路的输出端子串联连接而生成高电压的直流电压。

在这种电力变换装置中，通常设置对每个单元电路控制各单元电路的输出电压或输出电流的从控制器，并且设置使多单元电路内的全部单元电路的工作稳定化的主控制器。主控制器必须与各从控制器协作地控制各单元电路，控制变得复杂。另外，若设置主控制器，则除了部件数量增加之外，还需要连接主控制器和全部单元电路的布线，布线数也增加，导致功耗增大，小型化也变得困难。

虽然将上述多个单元电路的输出端子并联连接时，具有各输出端子的电压自动平衡的性质，但仅将多个单元电路的各输出端子串联连接，各输出端子的电压就不会自动平衡，在各单元电路的每个输出端子会得到电压振幅不同的不稳定的输出电压。

技术实现要素：

因此，在本公开的一个实施方式中，提供一种电力变换装置以及电源装置，其中不需要复杂的控制，还能够尽可能减少功率损耗，能够生成电压振幅及相位一致的全波整流电压。

为了解决上述课题，根据本公开的一个实施方式，提供一种电力变换装置，具备：

第1开关元件和第1电感器，在第1端子与第2端子之间串联连接；

第2开关元件，所述第1电感器和该第2开关元件在所述第2端子与第3端子之间串联连接；

开关控制部，使所述第1开关元件和所述第2开关元件以规定的占空比交替导通或截止；

第1电容器，连接于所述第1端子与所述第2端子之间；以及

第2电容器，连接于所述第2端子与所述第3端子之间，

以在所述第1端子与所述第2端子之间输入第1全波整流电压时，从所述第2端子与所述第3端子之间输出与所述第1全波整流电压相同电压振幅及相同相位的第2全波整流电压的方式，设定所述第1开关元件和所述第2开关元件的开关频率、所述第1电感器的电感和所述第1电容器及所述第2电容器的电容。

附图说明

图1是第1实施方式的电力变换装置的电路图。

图2是示出l和c的设计例的特性值的图。

图3是示出图1的电力变换装置的频率特性的图。

图4是示出开关频率与输出电压的波形失真的对应关系的图。

图5是第1开关元件和第1电感器的电流波形图。

图6是示出串联谐振型转换器的效率特性的测定结果的曲线图。

图7是第2实施方式的电力变换装置的电路图。

图8是流过第1电感器的电流和流过第2电感器的电流的电流波形图及第1开关元件的电流波形图。

图9是示出gan晶体管的开关损耗的曲线图。

图10是具备m个升降压斩波电路的电力变换装置的电路图。

图11是具备第3实施方式的电力变换装置的电源装置的电路图。

图12是将电压平衡电路的内部结构设为与图6的电力变换装置相同的电源装置的电路图。

图13是使图11的电力变换装置实际工作时的各部分的波形图。

图14是不具备电压平衡电路的一个比较例的电源装置的电路图。

图15是使图13的电力变换装置实际工作时的各部分的波形图。

图16是第4实施方式的电力变换装置的电路图。

附图标记

1电力变换装置、2ac-dc转换器、3电压平衡电路、4全波整流电路、5dc-dc转换器、6初级侧电路、7次级侧电路、9开关控制部、10负载、11、11a电源装置、12初级侧电路、13次级侧电路

具体实施方式

以下参照附图对电力变换装置的实施方式进行说明。以下以电力变换装置的主要结构部分为中心进行说明，但电力变换装置中可能存在未图示或未说明的结构部分和功能。以下的说明并不排除未图示或未说明的结构部分和功能。

(第1实施方式)

图1是第1实施方式的电力变换装置1的电路图。图1的电力变换装置1具备第1开关元件q1、第2开关元件q2、第1电感器l1、第1电容器c1、第2电容器c2及开关控制部9。图1的电力变换装置1构成升降压斩波电路。

第1电容器c1连接于第1端子tl1与第2端子tl2之间。第1开关元件q1和第1电感器l1串联连接于第1端子tl1与第2端子tl2之间。第2电容器c2连接于第2端子tl2与第3端子tl3之间。第2开关元件q2和第1电感器l1串联连接于第2端子tl2与第3端子tl3之间。

开关控制部9使第1开关元件q1和第2开关元件q2以规定的占空比交替导通或截止。规定的占空比例如为50％。

在第1端子tl1与第2端子tl2之间输入全波整流电压vi。从第2端子tl2与第3端子tl3之间输出全波整流电压vo。

这样，第1开关元件q1和第2开关元件q2在第1端子tl1与第3端子tl3之间级联连接。在第1开关元件q1和第2开关元件q2的连接节点与第2端子tl2之间连接有第1电感器l1。

第1开关元件q1和第2开关元件q2例如是功率晶体管、mosfet、igbt等。第1开关元件q1也被称为高侧晶体管，第2开关元件q2也被称为低侧晶体管。以下对使用nmos晶体管(n型mosfet)作为第1开关元件q1和第2开关元件q2的例子进行说明。

在图1的第1开关元件q1导通且第2开关元件q2截止时，电流从第1端子tl1通过第1开关元件q1的漏极-源极之间和第1电感器l1而流向第2端子tl2。另外，在第2开关元件q2导通且第1开关元件q1截止时，电流从第2端子tl2通过第1电感器l1和第2开关元件q2的漏极-源极之间而流向第2端子tl2。

通过适当设定第1开关元件q1和第2开关元件q2的开关频率、第1电感器l1的电感以及第1电容器c1和第2电容器c2的电容，在第1开关元件q1与第2开关元件q2的占空比为50％的情况下，能够使输入到第1端子tl1与第2端子tl2之间的全波整流电压vi与从第2端子tl2与第3端子tl3之间输出的全波整流电压vo的电压振幅相等，并且相位也相等。

在将第1开关元件q1的占空比设为d时，输入到第1端子tl1与第2端子tl2之间的全波整流电压vi与从第2端子tl2与第3端子tl3之间输出的全波整流电压vo的关系由以下的式(1)示出。

【数学式1】

图1的电力变换装置1的传递特性由以下的式(2)～(4)示出。在式(2)～(4)中，第2开关元件q2的占空比d’＝1-d。

【数学式2】

【数学式3】

【数学式4】

式(2)～(4)的l和c由以下式(5)(6)表示。αi是流过第1电感器l1(式中的l)的电流的纹波振幅，βvo是施加于第1电容器c1和第2电容器c2(式中的c)的电压的纹波振幅。图2是示出l和c的设计例的特性值的图。

【数学式5】

【数学式6】

全波整流电压vi包含谐波分量，期望的是包含全波整流电压vi的谐波分量在内无损耗地进行电力变换。在实际应用上，如果能够对到例如10次谐波分量为止无损耗地进行电力变换，则能够使输入输出的全波整流电压vi、vo的电压振幅一致，并且使相位也一致。

图3是示出将电路参数设为图2时的图1的电力变换装置1的频率特性的图。图3的上侧曲线图示出了输入电压vi的频率与输入电压vi和输出电压vo的振幅比即增益|vo/vi|的对应关系，图3的下侧曲线图示出了输入电压vi的频率与输入电压vi和输出电压vo的相位差即相位角的对应关系。

图3的上侧图示出曲线图w1a、w2a、w3a、w4a，其中示出第1开关元件q1和第2开关元件q2的开关频率为50khz、100khz、1mhz、3mhz时的输入电压vi的频率与增益|vo/vi|的对应关系。另外，图3的下侧图示出曲线图w1b、w2b、w3b、w4b，其中示出第1开关元件q1和第2开关元件q2的开关频率为50khz、100khz、1mhz、3mhz时的输入电压vi的频率与相位角的对应关系。

在输入电压vi是对频率50hz的正弦波进行全波整流而得到的波形的情况下，10次谐波分量的频率是500hz。从图3可知，第1开关元件q1和第2开关元件q2的开关频率越高，即使输入电压vi的频率越高，也越难以产生增益损耗和相位变化。

图4是示出开关频率与输出电压vo的波形失真之间的对应关系的图。图4的波形w5是由全波整流电压构成的输入电压vi的波形图。波形w6～w9分别是开关频率fsw＝50khz、100khz、1mhz、3mhz时的输出电压vo的波形图。从图4的波形w8、w9可知，当开关频率fsw超过1mhz时，输出电压vo不产生失真。即，当开关频率超过1mz时，输入电压vi的10次谐波也不会产生增益损耗和相位变化，能够进行电力变换。

根据以上可知，期望的是在图1的电力变换装置1中，将第1开关元件q1和第2开关元件q2的开关频率设定为1mhz以上。

图5是第1开关元件q1和第1电感器l1的电流波形图。波形w15示出了第1开关元件q1的电流波形，波形w16示出了第1电感器l1的电流波形。如图所示，在第1开关元件q1中电流双向流动。以从流过第1开关元件q1的电流的绝对值为最大起到为零为止的期间与在该期间内流过第1开关元件q1的电流的绝对值之积(图5的灰色区域)为第1开关元件q1和第2开关元件q2的输出电容与电路寄生电容的总计值以上的方式设定第1电感器l1的第1电感。

这样，在第1实施方式中，向由图1所示的升降压斩波电路构成的电力变换装置1输入由全波整流电压构成的输入电压vi，使第1开关元件q1和第2开关元件q2以1mhz以上的开关频率交替导通，并且调整第1电感器l1的电感及第1电容器c1和第2电容器c2的电容，由此能够输出与输入电压vi相同电压振幅及相同相位的全波整流电压vo。这样，本实施方式中的开关频率被设定为能够从第2端子tl2和第3端子tl3输出与从第1全波整流电压(输入电压)vi的1次谐波信号到10次谐波信号的谐波信号相同电压振幅及相同相位的谐波信号的频率。

在排列多台图1的电力变换装置1而将各电力变换装置1的输出端子串联连接的情况下，能够使从各输出端子输出的电压vo的电压振幅和相位一致，因此能够不进行复杂的控制而生成大的电压电平的全波整流电压。

(第2实施方式)

如上所述，在第1实施方式的电力变换装置1中，需要使第1开关元件q1和第2开关元件q2的开关频率高速化为例如1mhz以上，但当提高开关频率时，功率损耗变大，功耗增加。作为减小功率损耗的一种方法，提出了使用谐振电路的转换器。

图6是示出串联谐振型转换器的效率特性的测定结果的曲线图。用于得到图6的串联谐振型转换器的电路结构记载于k.sanoandh.fujita，“voltage-balancingcircuitbasedonaresonantswitched-capacitorconverterformultilevelinverters”，ieeetransactionsonindustryapplications，vol.44，no.6，november/december2008.等中。

图6的折线图的横轴为输出功率，纵轴为电力变换效率(右)。纵轴的值越小，表示功率效率越差。另外，柱形图的纵轴表示功率损耗(左)。在图6中虚线所示的输出功率小的区域、即轻负载时，功率损耗在输出功率中所占的比例变大，功率效率变差。

在本实施方式中，以排列多个电源模块来生成高电压的全波整流电压为目标，所提出的电力变换装置为了使多个电源模块的电压相等而连接于多个电源模块的输出端子之间来使用，因此未设想使提出的电力变换装置在高负载下工作。因此，在本实施方式中，不采用具备谐振电路的串联谐振型转换器。

代替设置谐振电路，本实施方式的电力变换装置1a通过使开关元件进行软开关来减少功率损耗。更详细而言，通过使双向的三角波电流流过电力变换装置1a内的电感器来控制开关元件的接通定时，从而减少开关元件中的功率损耗。以下在本说明书中，将这样的控制称为三角波电流模式(tcm：triangularcurrentmode)。

图7是第2实施方式的电力变换装置1a的电路图。与图1同样地，图7的电力变换装置1a具有串联连接于第1端子tl1与第2端子tl2之间的第1开关元件q1和第1电感器l1，并且具有串联连接于第2端子tl2与第3端子tl3之间的第1电感器l1和第2开关元件q2。除此之外，图7的电力变换装置1a具有串联连接于第1端子tl1与第2端子tl2之间的第3开关元件q3和第2电感器l2，并且具有串联连接于第2端子tl2与第3端子tl3之间的第2电感器l2和第4开关元件。

这样，图7的电力变换装置1a具有：第1开关元件q1和第2开关元件q2，级联连接于第1端子tl1与第3端子tl3之间；第3开关元件q3和第4开关元件q4，同样级联连接于第1端子tl1与第3端子tl3之间；第1电感器l1，连接于第1开关元件q1和第2开关元件q2的连接节点与第2端子tl2之间；以及第2电感器l2，连接于第3开关元件q3和第4开关元件q4的连接节点与第2端子tl2之间。

开关控制部9控制第1～第4开关元件q1～q4的导通/截止。更具体而言，开关控制部9控制第1～第4开关元件q1～q4的导通或截止，使得在使第1开关元件q1和第4开关元件q4均导通的期间内使第2开关元件q2和第3开关元件q3均截止，并且在使第1开关元件q1和第4开关元件q4均截止的期间内使第2开关元件q2和第3开关元件q3均导通。

设定第1开关元件q1至第4开关元件q4的开关频率、第1电感器l1和第2电感器l2的电感以及第1电容器c1和第2电容器c2的电容，使得在第1端子tl1与第2端子tl2之间输入第1全波整流电压时，从第2端子tl2与第3端子tl3之间输出具有与第1全波整流电压相同电压振幅及相同相位的第2全波整流电压。

在图7的电力变换装置1a中，使第1开关元件q1和第4开关元件q4同时导通或截止，使第2开关元件q2和第3开关元件q3同时导通或截止。在第1开关元件q1和第4开关元件q4同时导通的期间内，电流按照第1端子tl1→第1开关元件q1→第1电感器l1→第2端子tl2的顺序流动。另外，电流按照第2端子tl2→第2电感器l2→第4开关元件q4→第3端子tl3的顺序流动。

在第2开关元件q2和第3开关元件q3同时导通的期间内，电流按照第1端子tl1→第3开关元件q3→第2电感器l2→第2端子tl2的顺序流动。另外，电流按照第2端子tl2→第1电感器l1→第2开关元件q2→第3端子tl3的顺序流动。

开关控制部9进行第1～第4开关元件q1～q4的软开关。更具体而言，开关控制部9使双向电流流过第1电感器l1和第2电感器l2，在从第1电感器l1或第2电感器l2流向第2端子tl2的电流为最小(负的最大值)时，发出第1开关元件q1和第4开关元件q4的导通指令、或第2开关元件q2和第3开关元件q3的导通指令。

图8是示出流过第1电感器l1的电流il1和流过第2电感器l2的电流il2的电流波形w10、w11的图以及第1开关元件q1的电流波形图。如图8所示，电流il1和电流il2的相位反转，电流il1和电流il2是电流值从正向到负向以固定周期线性变化的三角波电流。在图8中，将电流il1和电流il2向第2端子tl2侧流动的方向设为正向，将向第1～第4开关元件q1～q4侧流动的方向设为负向。

在图8的下侧用圆圈示出了第1～第4开关元件q1～q4接通及切断的定时。如图所示，开关控制部9在电流il1(从l1朝向tl2的方向为正)为负向的最大值时，发出第1开关元件q1和第4开关元件q4接通的指令，在电流il1为正向的最大值时，发出第2开关元件q2和第3开关元件q3接通的指令。

这样，开关控制部9在电流正在从第1电感器l1或第2电感器l2向第2端子tl2侧流动的过程中，发出接通第1开关元件q1和第4开关元件q4、或第2开关元件q2和第3开关元件q3的指令。从第2端子tl2向第1电感器l1或第2电感器l2流过电流的期间是再生电力的期间，通过在该期间内接通第1开关元件q1或第3开关元件q3，能够抑制功率损耗。

作为第1～第4开关元件q1～q4，在使用gan晶体管的情况下，由于gan晶体管在接通时的功率损耗本来就大，切断时的功率损耗本来就小，所以通过进行本实施方式的开关控制，能够大幅抑制功率损耗。

图9是示出gan晶体管的开关损耗的曲线图。图9是从以下论文中引用的：z.liu，f.c.lee，q.liandy.yang，“designofgan-basedmhztotem-polepfcrectifier”，ieeejournalofemergingandselectedtopicsinpowerelectronics，vol.4，no.3，september2016。

图9的横轴是电流(a)，纵轴是功率损耗(μj)。图9中图示了3种gan晶体管的开关损耗波形w12～w14。波形w12～w14示出了各gan晶体管接通时的功率损耗。从图9可知，无论哪种类型的gan晶体管，接通时的开关损耗都大，切断时的开关损耗都小。因此，通过进行本实施方式的开关控制，能够抑制本来功率损耗大的gan晶体管的功率损耗。

图7的电力变换装置1a具备总计4个开关元件，但也可以设置6个以上开关元件。

图10是具备具有与图7相同的电路结构的n个(n为2以上的整数)升降压斩波电路的电力变换装置1b的电路图。图10的各斩波电路具有：两个开关元件，级联连接于第1端子tl1与第3端子tl3之间；以及电感器，连接于这两个开关元件的连接节点与所述第2端子tl2之间。

在图10的例子中，具备n组开关元件，其中将级联连接于第1端子tl1与第3端子tl3之间的两个开关元件作为一组。通过增加斩波电路的数量，能够更精细地进行软开关。

这样，在第2实施方式中，由于通过软开关进行各开关元件的导通/截止切换，因此能够降低功率损耗。

(第3实施方式)

第3实施方式将第1或第2实施方式的电力变换装置1、1a或1b组装到输出全波整流电压的电源模块中。

图11是具备第3实施方式的电力变换装置1的电源装置11的电路图。另外，图11的电源装置具备与图1相同结构的电力变换装置1，但也可以具备图7的电力变换装置1a或图10的电力变换装置1b。图11的电源装置11具备被输入交流输入电压的第1输入端子itl1和第2输入端子itl2、n个(n为2以上的整数)ac-dc转换器2以及(n-1)个电压平衡电路3。图11的电源装置11构成isos(inputseriesoutputseries，输入串联输出串联)多单元转换器。

向第1输入端子itl1和第2输入端子itl2输入例如数百伏特～数千伏特的交流输入电压。

n个ac-dc转换器2的各输入端子与第1输入端子itl1和第2输入端子itl2串联连接。因此，对各ac-dc转换器2输入交流输入电压的1/n倍的电压振幅的分压电压。ac-dc转换器2将输入的分压电压变换为全波整流电压，并从输出端子输出。

各ac-dc转换器2具有全波整流电路4和dc-dc转换器5。全波整流电路4具有4个开关元件q11～q14。通过交替导通开关元件q11和开关元件q13以及开关元件q12和开关元件q14，将交流输入电压变换为全波整流电压。

dc-dc转换器5具有相互电绝缘的初级侧电路6和次级侧电路7。初级侧电路6具有：两个开关元件q15、q16，级联连接于第1端子tlx1与第2端子tly1之间；电容器c11；两个电感器l11、l12，串联连接于开关元件q15、q16间的连接节点与开关元件q16的源极之间；以及电容器c12。次级侧电路7具有与电感器l12磁耦合的电感器l13、全波整流电路8以及电容器c13。

在n个ac-dc转换器2的各输出端子中，以在相邻的两个ac-dc转换器2的两组输出端子中取1个的比例连接有电压平衡电路3。因此，相对于n个ac-dc转换器2，设置有(n-1)个电压平衡电路3。电压平衡电路3具有与图1或图7或图10的电力变换装置1或1a或1b相同的电路结构。

仅凭n个ac-dc转换器2，即使将各ac-dc转换器2的内部结构设计为相同，由于电容器c13的电容值的偏差等，从ac-dc转换器2输出的全波整流电压的电压振幅、相位也不一定一致。因此，为了使从n个ac-dc转换器2输出的n个全波整流电压的电压振幅一致，使相位也一致，设置有(n-1)个电压平衡电路3。

图11的电压平衡电路3具备与图1的电力变换装置1相同的电路结构，但如后所述，也可以设为与图7的电力变换装置1a或图10的电力变换装置1b相同的电路结构。以下将相邻的两个ac-dc转换器2中的一方的ac-dc转换器2的输出端子设为out1、out2，将另一方的ac-dc转换器2的输出端子设为out2、out3。

电压平衡电路3内的第1开关元件q1和第2开关元件q2级联连接于输出端子out1、out3之间。在第1开关元件q1和第2开关元件q2的连接节点与输出端子out2之间连接有第1电感器l1。

通过设置图11那样的电压平衡电路3，使第1开关元件q1和第2开关元件q2以规定的占空比(例如50％)导通/截止，能够使输出端子out1、out2之间的电压vo1与输出端子out2、out3之间的电压vo2的电压振幅一致，并且使相位一致。因此，具有n个ac-dc转换器2的第3实施方式的输出电压vout是将n个ac-dc转换器2的输出电压即电压vo1、vo2，…von相加而得到的全波整流电压。

在图11的电压平衡电路3中，如上所述，需要使第1开关元件q1和第2开关元件q2的开关频率高速化至1mhz左右，以便能够进行从ac-dc转换器2输出的全波整流电压的到10次谐波电压为止的电力变换，功率损耗变大。因此，期望的是将电力平衡电路的内部结构设为与图7的电力变换装置1a同样地对第1开关元件q1和第2开关元件q2进行软开关。

图12是将电压平衡电路3a的内部结构设为与图7的电力变换装置1a同样的电源装置11a的电路图。图12的电压平衡电路3a内的第1开关元件q1和第2开关元件q2级联连接于ac-dc转换器2的输出端子out1、out3之间。同样地，第3开关元件q3和第4开关元件q4也级联连接于输出端子out1、out3之间。第1电感器l1连接于第1开关元件q1和第2开关元件q2的连接节点与输出端子out2之间。第2电感器l2连接于第3开关元件q3和第4开关元件q4的连接节点与输出端子out2之间。

图12的电压平衡电路3a如图8中说明的那样，以流过第1电感器l1和第2电感器l2的电流成为三角波的方式在三角波电流模式下被驱动。由此，能够使第1～第4开关元件q1～q4进行软开关，能够抑制功率损耗。

本发明人在对图12的电源装置11a连接有20欧姆的负载10的状态下，进行了使之实际工作的实验。图13是使图12的电源装置11a实际工作时的各部的波形图。图13中图示了图12的电源装置11a的输出电压vout的波形w23、电压平衡电路3a的输入电压vo1的波形w21、电压平衡电路3a的输出电压vo2的波形w22、从第1电感器l1和第2电感器l2的连接点流向输出端子out2的电流il的波形w26、流过第1电感器l1的电流il1的波形w24以及流过第2电感器l2的电流il2的波形w25。另外还图示了电流il1和il2的放大波形图。

从图13可知，ac-dc转换器2的输出电压vo1和vo2的电压振幅大致一致，相位也大致一致。

本发明人对从图12的电源装置11a中省略了电压平衡电路3a而得到的电路结构的电源装置11b也同样地进行了在连接有20欧姆的负载10的状态下使之实际工作的实验。图14是比较实验中使用的不具备电压平衡电路3a的一个比较例的电源装置11b的电路图。除了省略了电压平衡电路3a以外，与图12的电源装置11a同样地构成。

图15是使图14的电源装置11b实际工作时的各部的波形图。图15中图示了ac-dc转换器2的输入电压vin的波形w33、ac-dc转换器2的输出端子out1、out2之间的输出电压vo1的波形w31、输出端子out2、out3之间的输出电压vo2的波形w32以及负载电流的波形w34。

从图15可知，在不具备电压平衡电路3或3a的情况下，ac-dc转换器2的输出电压vo1、vo2的电压振幅不一致，因此电源装置11b的工作变得不稳定。

这样，在第1实施方式和第2实施方式中说明的电力变换装置1、1a或1b能够应用于设置在多个ac-dc转换器2的后级侧的电压平衡电路3或3a。由此，在将多个ac-dc转换器2的各输入端子串联连接，并且各输出端子也串联连接的情况下，能够使从各输出端子输出的电压的振幅一致，并且使相位也一致。

例如，在排列多个ac-dc转换器2，将多个ac-dc转换器2的输入端子串联连接，并且将输出端子也串联连接时，如果保持原样，则从各输出端子输出的全波整流电压的电压振幅、相位产生偏差，但通过在各输出端子连接上述的电压平衡电路3或3a，能够使从各输出端子输出的全波整流电压的电压振幅一致，并且使相位也一致。由此，通过排列多个ac-dc转换器2并将各输出端子串联连接，能够生成高电压的全波整流电压。

(第4实施方式)

第4实施方式的电力变换装置1c具备绝缘型的结构。

图16是第4实施方式的电力变换装置1c的电路图。图16的电力变换装置1c的上侧示出了ac-dc转换器等初级侧电路12的结构。初级侧电路12在与图16的下侧的次级侧电路13电绝缘的状态下磁耦合。初级侧电路12和次级侧电路13具有第1～第6开关元件q21～q26、第1～第3电感器l21～l23以及电容器c14。

在第1端子tl21与第2端子tl22之间，级联连接有第1开关元件q21和第2开关元件q22。同样地，在第1端子tl21与第2端子tl22之间，级联连接有第3开关元件q23和第4开关元件q24。在第1开关元件q21和第2开关元件q22的连接节点与第3开关元件q23和第4开关元件q24的连接节点之间连接有第1电感器l21。

在第2端子tl22与第3端子tl23之间级联连接有第5开关元件q25和第6开关元件q26。在第5开关元件q25和第6开关元件q26的连接节点与第3端子tl23之间串联连接有第2电感器l22和第3电感器l23。第1电感器l21和第3电感器l23磁耦合。

第1～第6开关元件q21～q26的导通或截止控制由开关控制部9来进行。开关控制部9使第1开关元件q21和第4开关元件q24同步地导通或截止。同样地，使第2开关元件q22和第3开关元件q23同步地导通或截止。开关控制部9进行如下控制：在导通第1开关元件q21和第4开关元件q24的期间，使第2开关元件q22和第3开关元件q23截止，在使第1开关元件q21和第4开关元件q24截止的期间，导通第2开关元件q22和第3开关元件q23。另外，开关控制部9进行导通第5开关元件q25和第6开关元件q26中的一方而使另一方截止的控制。开关控制部9使第5开关元件q25和第6开关元件q26的导通/截止控制与第1～第4开关元件q1～q4的导通/截止控制同步地进行。

在第1端子tl21与第2端子tl22之间输入全波整流电压。从第2端子tl22和第3端子tl23之间，输出与输入到第1端子tl21和第2端子tl22之间的全波整流电压相同电压振幅及相位的全波整流电压。

与第1实施方式同样地，第1～第6开关元件q21～q26的开关频率被高速化，使得能够进行电力变换直至输入第1端子tl21与第2端子tl22之间的全波整流电压的10次谐波为止。因此，也可以与第2实施方式同样地对第1～第6开关元件q21～q26进行软开关。

这样，即使是绝缘型的电力变换装置1c，也能够输出与输入的全波整流电压相同电压振幅和相同相位的全波整流电压。

另外，能够将上述的实施方式汇总为以下技术方案。

技术方案1

一种电力变换装置，具备：

第1开关元件和第1电感器，串联连接于第1端子与第2端子之间；

第2开关元件，所述第1电感器和该第2开关元件串联连接于所述第2端子与第3端子之间；

开关控制部，使所述第1开关元件和所述第2开关元件以规定的占空比交替导通或截止；

第1电容器，连接于所述第1端子与所述第2端子之间；以及

第2电容器，连接于所述第2端子与所述第3端子之间，

以在所述第1端子与所述第2端子之间输入第1全波整流电压时，从所述第2端子与所述第3端子之间输出与所述第1全波整流电压相同电压振幅及相同相位的第2全波整流电压的方式，设定所述第1开关元件和所述第2开关元件的开关频率、所述第1电感器的电感以及所述第1电容器和所述第2电容器的电容。

技术方案2

在技术方案1所述的电力变换装置中，

所述开关频率是能够从所述第2端子和所述第3端子输出与所述第1全波整流电压的从第1次谐波信号到第10次谐波信号的谐波信号相同电压振幅及相同相位的谐波信号的频率。

技术方案3

在技术方案1或2所述的电力变换装置中，

所述规定的占空比为50％。

技术方案4

在技术方案1至3中任一技术方案所述的电力变换装置中，

在所述第1电感器中电流双向流动，

以使从流过所述第1电感器的电流的绝对值为最大起到为零为止的期间与在所述期间内流过所述第1电感器的电流的绝对值之积为所述第1开关元件和所述第2开关元件的输出电容与电路寄生电容的总计值以上的方式，设定所述第1电感器的第1电感。

技术方案5

在技术方案1至4中任一技术方案所述的电力变换装置中，具有：

第3开关元件和第2电感器，串联连接于所述第1端子与所述第2端子之间；以及

第4开关元件，该第4开关元件和所述第2电感器串联连接于所述第2端子与所述第3端子之间，

所述开关控制部控制所述第1开关元件至所述第4开关元件的导通或截止，使得在使所述第1开关元件和所述第4开关元件均导通的期间内使所述第2开关元件和所述第3开关元件均截止，在使所述第1开关元件和所述第4开关元件均截止的期间内使所述第2开关元件和所述第3开关元件均导通。

技术方案6

在技术方案5所述的电力变换装置中，

以在所述第1端子与所述第2端子之间输入所述第1全波整流电压时，从所述第2端子与所述第3端子之间输出具有与所述第1全波整流电压相同电压振幅及相同相位的所述第2全波整流电压的方式，设定所述第1开关元件至所述第4开关元件的开关频率、所述第1电感器和所述第2电感器的电感以及所述第1电容器及所述第2电容器的电容。

技术方案7

在技术方案5或6所述的电力变换装置中，

所述开关控制部使双向电流流过所述第1电感器和所述第2电感器，进行所述第1开关元件至所述第4开关元件的软开关。

技术方案8

在技术方案5至7中任一技术方案所述的电力变换装置中，在所述第1电感器和所述第2电感器中流过双向且反相的电流，

所述开关控制部在从所述第1电感器或所述第2电感器向所述第2端子流动的电流为最小时，发出所述第1开关元件和所述第4开关元件的导通指令、或所述第2开关元件和所述第3开关元件的导通指令。

技术方案9

在技术方案1至4中任一技术方案所述的电力变换装置中，具备：

m个电压平衡电路，与所述第1端子至所述第3端子连接，其中m是2以上的整数；以及

控制电路，控制所述m个电压平衡电路，

所述m个电压平衡电路分别具有：

所述第1开关元件和所述第2开关元件，级联连接于所述第1端子与所述第3端子之间；

所述第1电感器，连接于所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接节点与所述第2端子之间，

所述控制电路使电流在所述电压平衡电路内的所述第1电感器双向流过，进行所述第1开关元件和所述第2开关元件的软开关。

技术方案10

一种电力变换装置，具备：

第1开关元件和第2开关元件，级联连接于第1端子与第2端子之间；

第3开关元件和第4开关元件，级联连接于所述第1端子与所述第2端子之间；

第1电感器，连接于所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接节点与所述第3开关元件和所述第4开关元件的连接节点之间；

第5开关元件和第6开关元件，级联连接于所述第2端子与第3端子之间；

第2电感器、第3电感器及第1电容器，串联连接于所述第5开关元件和所述第6开关元件的连接节点与所述第3端子之间；

第2电容器，连接于所述第1端子与所述第2端子之间；

第3电容器，连接于所述第2端子与所述第3端子之间；以及

开关控制部，使所述第1开关元件至所述第6开关元件以规定的占空比导通或截止，

以在所述第1端子与所述第2端子之间输入第1全波整流电压时，从所述第2端子与所述第3端子之间输出与所述第1全波整流电压相同电压振幅及相同相位的第2全波整流电压的方式，设定所述第1开关元件至所述第6开关元件的开关频率、所述第1电感器至所述第3电感器的电感以及所述第1电容器至所述第3电容器的电容。

技术方案11

在技术方案10所述的电力变换装置中，

所述开关控制部在导通所述第1开关元件和所述第4开关元件的期间使所述第2开关元件和所述第3开关元件截止，在使所述第1开关元件和所述第4开关元件截止的期间导通所述第2开关元件和所述第3开关元件，与所述第1开关元件至所述第4开关元件的导通或截止同步地交替导通所述第5开关元件和所述第6开关元件。

技术方案12

一种电源装置，具备：

第1输入端子和第2输入端子，被输入交流输入电压；

n个ac-dc转换器，串联连接于所述第1输入端子与所述第2输入端子之间，将对所述交流输入电压进行分压而得到的分压输入电压分别变换为全波整流电压，其中n为2以上的整数；

串联连接的n个输出端子对，输出由所述n个ac-dc转换器变换后的所述全波整流电压；以及

(n-1)个电压平衡电路，分别连接于所述n个输出端子对中的相邻的两个输出端子对，

所述电压平衡电路具备：

第1开关元件和第1电感器，串联连接于作为相邻的两个输出端子对的一部分的第1端子与第2端子之间；

第2开关元件，该第2开关元件和所述第1电感器串联连接于作为相邻的两个输出端子对的一部分的所述第2端子与第3端子之间；

开关控制部，使所述第1开关元件和所述第2开关元件以规定的占空比交替导通或截止；

第1电容器，连接于所述第1端子与所述第2端子之间；以及

第2电容器，连接于所述第2端子与所述第3端子之间，

以在所述第1端子与所述第2端子之间输入第1全波整流电压时，从所述第2端子与所述第3端子之间输出与所述第1全波整流电压相同电压振幅及相同相位的第2全波整流电压的方式，设定所述第1开关元件及所述第2开关元件的开关频率、所述第1电感器的电感以及所述第1电容器和所述第2电容器的电容。

技术方案13

在技术方案12所述的电源装置中，

所述开关频率是能够从所述第2端子和所述第3端子输出与所述第1全波整流电压的从第1次谐波信号到第10次谐波信号的谐波信号相同电压振幅及相同相位谐波信号的频率。

技术方案14

在技术方案12或13所述的电源装置中，

所述规定的占空比为50％。

技术方案15

在技术方案12至14中任一技术方案所述的电源装置中，

在所述第1电感器中电流双向流动，

以使从流过所述第1电感器的电流的绝对值为最大起到为零为止的期间与在所述期间内流过所述第1电感器的电流的绝对值之积为所述第1开关元件和所述第2开关元件的输出电容与电路寄生电容的总计值以上的方式，设定所述第1电感器的第1电感。

技术方案16

在技术方案12至15中任一技术方案所述的电源装置中，具有：

第3开关元件和第2电感器，串联连接于所述第1端子与所述第2端子之间；以及

第4开关元件和所述第2电感器，串联连接于所述第2端子与所述第3端子之间，

所述开关控制部控制所述第1开关元件至所述第4开关元件的导通或截止，使得在使所述第1开关元件和所述第4开关元件均导通的期间内使所述第2开关元件和所述第3开关元件均截止，在使所述第1开关元件和所述第4开关元件均截止的期间内使所述第2开关元件和所述第3开关元件均导通。

技术方案17

在技术方案16所述的电源装置中，

以在所述第1端子与所述第2端子之间输入所述第1全波整流电压时，从所述第2端子与所述第3端子之间输出具有与所述第1全波整流电压相同电压振幅及相同相位的所述第2全波整流电压的方式，设定所述第1开关元件至所述第4开关元件的开关频率、所述第1电感器和所述第2电感器的电感以及所述第1电容器及所述第2电容器的电容。

技术方案18

在技术方案16至17所述的电源装置中，

所述开关控制部使双向电流流过所述第1电感器和所述第2电感器，进行所述第1开关元件至所述第4开关元件的软开关。

技术方案19

在技术方案16至18中任一技术方案所述的电源装置中，

在所述第1电感器和所述第2电感器中流过双向且反相的电流，

所述开关控制部在从所述第1电感器或所述第2电感器流向所述第2端子的电流为最小时，发出所述第1开关元件和所述第4开关元件的导通指令、或所述第2开关元件和所述第3开关元件的导通指令。

技术方案20

在技术方案12至19中任一技术方案所述的电源装置中，具备：

m个电压平衡电路，连接于所述第1端子至所述第3端子，其中m是2以上的整数；以及

控制电路，控制所述m个电压平衡电路，

所述m个电压平衡电路分别具有：

所述第1开关元件和所述第2开关元件，级联连接于所述第1端子与所述第3端子之间；

所述第1电感器，连接于所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接节点与所述第2端子之间，

所述控制电路使电流在所述电压平衡电路内的所述第1电感器双向流过，进行所述第1开关元件和所述第2开关元件的软开关。

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