光伏并网场合用DCM单桥臂集成分裂源逆变器控制方法与流程

本发明涉及电气技术领域，具体涉及一种dcm单桥臂集成分裂源逆变器的控制方法，尤其涉及一种应用于光伏并网场合的dcm单桥臂集成分裂源逆变器的控制方法。

背景技术：

为了满足用电设备或电网的电压等级要求，分布式光伏发电系统普遍采用boost变换器级联电压源型逆变器(voltagesourceinverter,vsi)的两级式结构。该方案可以较好地适应输入电压的宽变化范围，且控制较为简单，但是功率器件数量较多，整体效率难以进一步提升。近年来，有学者提出一种单桥臂集成分裂源逆变器，其将输入滤波电感lin经过二极管连接到单相vsi的一个桥臂的中点，本质上相当于通过复用功率管，实现了dc-dc升压变换器(如boost、buck-boost等)和单相vsi一个桥臂的集成。单桥臂集成分裂源逆变器具有以下优点：输入电流连续、电压增益较高、无源器件数量少、无环流、无直通零矢量、和传统vsi具有相同的开关管数量和开关状态。因而，近年来单相单桥臂集成分裂源逆变器成为逆变器领域的研究热点。

传统单相vsi调制策略(如单极性倍频spwm等)下，单桥臂集成分裂源逆变器的桥臂下管占空比呈正弦规律变化，导致输入滤波电感电流含有较大幅值的低频脉动分量，增大了电流应力和通态损耗；而且，直流母线电压随着调制比m而变化，导致重载工况下开关管和直流母线电容的电压应力急剧增大。有学者提出了基于叠加原理的pwm+spwm调制策略。该调制策略下，与输入滤波电感相连桥臂(称为升压桥臂)始终工作在pwm方式下，起到直流升压变换的作用；另一桥臂(称为逆变桥臂)始终工作在spwm方式下，在升压桥臂的配合下输出所需的交流电压。该调制策略可以解决传统spwm单相单桥臂ssi面临的问题，但输入滤波电感电流连续导通模式(continuousconductionmode,ccm)下的电压增益小于1，不具有升压功能。若将输入滤波电感设计在电流断续模式(discontinuousconductionmode,dcm)，可以使单桥臂集成分裂源逆变器具备升压能力。然而，其电压增益与占空比d、负载呈严重非线性关系，轻载条件下d将大幅度下降，导致输出波形因过调制而畸变。为此，有学者提出了一种变功率控制方法，即dcm单相单桥臂集成分裂源逆变器的升压桥臂开关频率和占空比保持不变，通过调节其并网功率来实现直流母线电压的闭环控制。该控制方法避免了轻载时的输出波形过调制问题，但需要利用输出功率作为控制自由度，因此不适用于光伏并网发电(mppt模式下电源功率恒定)的应用场合。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提出了一种光伏并网场合用dcm单桥臂集成分裂源逆变器控制方法，解决了光伏并网发电场合的应用问题，且可有效避免输出波形过调制现象，输出波形质量高，具有更强的实用性。

为实现上述目的，现提出的方案如下：

一种光伏并网场合用dcm单桥臂集成分裂源逆变器控制方法，所述光伏并网场合用dcm单桥臂集成分裂源逆变器包括光伏电池、输入滤波电容cin、输入滤波电感lin、防反二极管d、升压桥臂、逆变桥臂、输出滤波电感lf和电网，所述升压桥臂包括第一开关管s1、第二开关管s2，所述逆变桥臂包括第三开关管s3、第四开关管s4，输入滤波电容cin的正极与光伏电池的正极和输入滤波电感lin的一端相连，输入滤波电感lin的另一端与防反二极管d的阳极相连，防反二极管d的阴极连接到第一开关管s1的源极和第二开关管s2的漏极；输入滤波电容cin的负极与光伏电池的负极、第二开关管s2的源极、第四开关管s4的源极和直流母线电容cdc的负极相连，直流母线电容cdc的正极与第一开关管s1的漏极和第三开关管s3的漏极相连；输出滤波电感lf的一端与防反二极管d的阴极、第一开关管s1的源极和第二开关管s2的漏极连接到升压桥臂中点，另一端与电网连接，电网另一端连接到第三开关管s3的源极和第四开关管s4的漏极，

所述控制方法包括以下步骤：

s1.获取光伏电池输出电压和输出电流，经mppt算法计算得到输入电压基准；

s2.将所述输入电压基准与光伏电池输出电压求差，产生第一误差；将所述第一误差送入输入电压控制器，由输入电压控制器产生第一控制信号，并将所述第一控制信号经调制产生脉冲频率调制信号，用于对所述第一开关管和第二开关管进行驱动；

s3.获取直流母线电压，并与给定直流母线电压基准作差，得到第二误差；

s4.将所述第二误差送入直流母线电压控制器，由直流母线电压控制器产生第二控制信号，并将所述第二控制信号通过第一限幅模块进行限幅，所述第一限幅模块输出作为并网电流幅值指令；

s5.获取电网电压，计算与所述电网电压同频、同相的单位正弦信号，将所述并网电流幅值指令与所述单位正弦信号相乘得到并网电流基准；

s6.获取并网电流，将所述并网电流基准与并网电流求差，获得第三误差；将所述第三误差送入并网电流控制器，由并网电流控制器产生第三控制信号，并将所述第三控制信号经调制产生脉冲宽度调制信号，用于驱动所述第三开关管和第四开关管。

进一步的，步骤s2中，所述将所述第一控制信号经调制产生脉冲频率调制信号，具体为：

s21.将所述第一控制信号输入电压/频率值转换模块，得到对应载波信号频率值，将所述载波信号频率值通过限频模块进行上下限约束，并将所述限频模块输出频率值送入三角载波发生模块，输出频率可变的第一双极性三角载波信号；

s22.将平均值等于零的直流调制信号与所述第一双极性三角载波信号进行比较，形成占空比恒定为0.5的脉冲频率调制信号。

进一步的，步骤s5中，所述计算与所述电网电压同频、同相的单位正弦信号具体为：根据所述电网电压，通过pll锁相环获取所述电网电压的角频率，进而计算与所述电网电压同频、同相的单位正弦信号。

进一步的，步骤s6中，所述将所述第三控制信号经调制产生脉冲宽度调制信号，具体为：将所述第三控制信号经第二限幅模块后与固定频率的第二双极性三角载波信号进行比较形成脉冲宽度调制信号。

进一步的，所述频率可变的第一双极性三角载波信号的频率变化范围为20～180khz。

进一步的，所述固定频率的第二双极性三角载波信号的频率为20khz。

进一步的，所述输入滤波电感lin的设计如下：

其中，fs1,min为限频模块的最小值，fs1,max为限频模块的最大值，变量udc和uin分别为直流母线电压udc和输入电压uin的平均值，d为升压桥臂第二开关管s2(下管)导通占空比，po为输出功率。

本申请实施例将光伏电池的输出电压uin和输入电压基准uin,ref进行比较，通过输入电压控制器guin(s)实现直流升压控制；将直流母线电压udc与直流母线电压基准udc,ref进行比较，通过直流母线电压控制器gudc(s)控制，获得并网电流幅值指令igm；将并网电流ig与正弦基准进行比较，通过并网电流控制器gig(s)控制，实现并网电流的正弦化与锁相控制。与常规方法相比，本提供的方法将升压桥臂(即第一开关管和第二开关管所组成桥臂)开关频率fs1作为控制自由度，从而输出功率不再受约束，解决了光伏并网场合用dcm单桥臂集成分裂源逆变器应用于光伏并网发电场合时，在轻载时因过调制而导致输出波形畸变的问题，并且可有效避免输出波形过调制现象，提高了输出波形质量。另外，提供了一种输入滤波电感设计方法，可确保系统在整个工作范围内始终工作在电感电流断续模式，使得提供的控制方法可顺利实施。

附图说明

图1为本申请实施例公开的光伏并网场合用dcm单桥臂集成分裂源逆变器及其控制方法示意图；其中，(a)为光伏并网场合用dcm单桥臂集成分裂源逆变器电路结构示意图；(b)为光伏并网场合用dcm单桥臂集成分裂源逆变器控制方法示意图；

图2为本申请实施例公开的光伏并网场合用dcm单桥臂集成分裂源逆变器各关键信号的理论波形图；

图3为本申请实施例公开的输入电压uin，输出功率po和变量fu的三维关系图；

图4(a)为采用本发明控制方法时输入电压uin、直流母线电压udc、输入滤波电感电流ilin、电网电压波形ug和并网电流ig的仿真波形图(光伏电池最大功率点电压为100v，最大功率点功率为520w)；

图4(b)为采用本发明控制方法时工频正半周期调制信号urac和uc2、s2开关管驱信号ugs,s2、s4开关管驱信号ugs,s4以及输入滤波电感电流ilin的仿真波形图；

图4(c)为采用本发明控制方法时工频负半周期调制信号urac和uc2、s2开关管驱信号ugs,s2、s4开关管驱信号ugs,s4以及输入滤波电感电流ilin的仿真波形图；

图5(a)为采用本发明控制方法时输入电压uin、直流母线电压udc、输入滤波电感电流ilin、电网电压波形ug和并网电流ig的仿真波形图(光伏电池最大功率点电压为100v，最大功率点功率为130w)；

图5(b)为采用本发明控制方法时工频正半周期调制信号urac和uc2、s2开关管驱信号ugs,s2、s4开关管驱信号ugs,s4以及输入滤波电感电流ilin的仿真波形图；

图5(c)为采用本发明控制方法时工频负半周期调制信号urac和uc2、s2开关管驱信号ugs,s2、s4开关管驱信号ugs,s4以及输入滤波电感电流ilin的仿真波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，本申请实施例公开了一种光伏并网场合用dcm单桥臂集成分裂源逆变器控制方法，如图1中(a)图所示，该光伏并网场合用dcm单桥臂集成分裂源逆变器包括光伏电池、输入滤波电容cin、输入滤波电感lin，防反二极管d，第一、第二开关管s1、s2构成的升压桥臂，第三、第四开关管s3、s4构成的逆变桥臂，输出滤波电感lf和电网。输入滤波电容cin的正极与光伏电池的正极和输入滤波电感lin的一端相连，输入滤波电感lin的另一端与防反二极管d的阳极相连，防反二极管d的阴极连接到第一开关管s1的源极和第二开关管s2的漏极(连接点命名为升压桥臂中点a)；输入滤波电容cin的负极与光伏电池的负极、第二开关管s2的源极、第四开关管s4的源极和直流母线电容cdc的负极相连，直流母线电容cdc的正极与第一开关管s1的漏极和第三开关管s3的漏极相连；输出滤波电感lf的一端连接到升压桥臂中点a，另一端与电网连接，电网另一端连接到第三开关管s3的源极和第四开关管s4的漏极(连接点命名为逆变桥臂中点b)。

如图1中(b)图所示，该控制方法包括以下步骤：

s100.通过电压传感器和电流传感器分别采集光伏电池的输出电压uin和输出电流iin，经过mppt控制算法计算获得最大功率点对应的输入电压基准uin,ref；

s200.将输入电压基准uin,ref减去光伏电池的输出电压uin，得到第一误差e1；将第一误差e1送入输入电压控制器guin(s)，由输入电压控制器guin(s)产生第一控制信号c1，并将所述第一控制信号c1经调制产生脉冲频率调制信号。

本发明中，第一控制信号c1经调制产生脉冲频率调制信号具体为：

s201.将第一控制信号c1送入电压/频率值转换模块，通过电压/频率值转换模块处理，从而将第一控制信号c1转换成相应的载波信号频率值fs1；

s202.将载波信号频率值fs1输入限频模块进行处理，限频模块的最小值fs1,min与最大值fs1,max由系统允许的升压桥臂开关频率变化范围决定；将限频模块的输出频率值作为三角载波发生模块vtri的输入，输出频率可变的第一双极性三角载波信号uc1，第一双极性三角载波信号uc1频率在数值上与限频模块的输出频率值相同。

s203.将平均值等于零的直流调制信号urdc与第一双极性三角载波信号uc1进行比较，形成占空比恒定为0.5的脉冲频率调制信号ugs,s2及其取反信号ugs,s1，用于对dcm单桥臂集成分裂源逆变器的第二开关管s2和第一开关管s1进行驱动；本发明中，输入电压控制器guin(s)可以采用比例积分控制器。

s300.根据系统设计指标中要求的直流母线电压平均值，给出直流母线电压基准udc,ref，并通过电压传感器采样直流母线电压udc，两者求差得到第二误差e2；

s400.将第二误差e2输入直流母线电压控制器gudc(s)，由直流母线电压控制器gudc(s)产生第二控制信号c2，并将第二控制信号c2输入第一限幅模块进行处理，限制其上下限值，上限值由最大并网电流幅值igm,max确定，下限值选取为0；第一限幅模块输出作为并网电流的幅值指令igm；本发明中，直流母线电压控制器gudc(s)可以采用比例积分控制器。

s500.通过电压传感器获取电网电压ug，然后通过pll锁相环电路获得电网电压的相位信号ωg和分别为电网电压角频率和相角；根据电网电压的相位信号计算出与电网电压同频、同相的单位正弦信号再将并网电流的幅值指令igm与电网电压的单位正弦信号相乘，得到并网电流基准

s600.通过电流传感器采集并网电流ig，并将并网电流基准ig,ref减去并网电流ig，得到第三误差e3；将第三误差e3输入并网电流控制器gig(s)，由并网电流控制器gig(s)产生第三控制信号c3；将第三控制信号c3通过第二限幅模块进行处理；第二限幅模块上限值选取为第二双极性载波uc2的幅值ucm(如图2所示)，下限值选取为-ucm，第二限幅模块输出作为交流调制信号urac；将交流调制信号urac与固定频率的第二双极性三角载波信号uc2进行比较，产生脉冲宽度调制信号ugs,s4及其取反信号ugs,s3，用于驱动所述光伏并网场合用dcm单桥臂集成分裂源逆变器的第四开关管s4和第三开关管s3。本发明中，并网电流控制器gig(s)可以采用比例积分控制器。

不断重复上述步骤，最终控制dcm单桥臂集成分裂源逆变器的输入电压uin和直流母线电压udc与期望值相同，并网电流ig与电网电压ug同频同相。

本发明提供的控制方法中dcm单桥臂集成分裂源逆变器各关键信号的理论波形图如图2所示。

需要解释的是，为了说明本发明控制方法与常规方法的差异性，根据图1所示的光伏并网场合用dcm单桥臂集成分裂源逆变器进行了下述分析过程：

由于输入滤波电感工作dcm模式，光伏并网场合用dcm单桥臂集成分裂源逆变器的直流升压环节与传统dcmboost变换器具有相同的稳态特性，故

上式中，udc和uin分别为直流母线电压udc和输入电压uin的平均值，d为升压桥臂第二开关管s2(下管)导通占空比，fs1为升压桥臂开关频率，po为输出功率。

具体的，常规并网方法需要将式(1)中输出功率po作为控制自由度以实现直流侧的控制。然而，当dcm单桥臂集成分裂源逆变器的输入为光伏电池时，mppt模式下电源功率恒定，故输出功率po无法作为控制自由度，因此无法实现其并网发电的控制要求。而本发明中将升压桥臂开关频率fs1作为控制自由度以实现直流侧的控制，从而输出功率po不再受约束，故解决了光伏并网发电场合的应用问题。此外，又由于占空比d固定，故有效避免输出波形过调制现象，提高了输出波形质量。

需要解释的是，本文控制方法实现的前提为输入滤波电感lin始终工作于dcm模式。为了确保本文控制方法在整个工作范围内可实现单桥臂集成分裂源逆变器的直流侧升压和交流侧逆变，提供了一种输入滤波电感的设计过程：

根据式(1)，可进一步得到

令变量fu＝fs1lin。由式(3)可知，输入滤波电感值lin的大小取决于系统的静态工作点(uin,po,udc,d)和开关频率fs1。为了在所有工况下确保输入电感lin工作于dcm模式，则需要满足：

min(fu)≤linfs1≤max(fu)(4)

故有：

式中，fs1,min为限频模块的最小值，fs1,max为限频模块的最大值，max(fu)为变量fu的最大值，min(fu)为变量fu的最小值。

此即输入滤波电感lin的可取值范围。

本发明基于如下设计指标进行lin的设计：升压桥臂允许开关频率范围fs1＝20～180khz，逆变桥臂开关频率fs2＝20khz，占空比d＝0.5，直流输入电压uin＝75～100v，直流母线电压udc＝400v，电网电压有效值ug为110v，电网电压角频率ωg为50hz，输出功率po＝130～520w。

图3给出了uin，po，fu三者的三维关系图。可以看出，当uin＝75v，po＝520w时，fu取最小值，故min(fu)＝1.66；当uin＝100v，po＝130w时，fu取最大值，故max(fu)＝12.82；由此可得

72μh≤lin≤83μh(9)综上，取lin＝0.80μh。

下面通过仿真来验证本发明控制方法的可行性。主电路储能元件参数如下：输入电容cin＝80μf，直流母线电容cdc＝240μf，输入滤波电感lin＝80μh，输出滤波电感lf＝4mh。此外，输入侧光伏电池用理想电压源(e＝200v)与电阻(re＝19.23ω(po＝520w)，re＝76.92ω(po＝130w))的串联支路来等效。图4、图5分别给出了光伏电池最大功率点电压为100v，最大功率点功率为520w和130w两种工况下的仿真波形。

图4(a)、5(a)为该dcm单桥臂集成分裂源逆变器在最大功率点功率为520w和130w两种工况下的输入电压uin、直流母线电压udc、输入滤波电感电流ilin、电网电压波形ug和并网电流ig的波形；图4(b)、5(b)给出了最大功率点功率为520w和130w两种工况下工频正半周期调制信号urac和uc2、s2开关管驱信号ugs,s2、s4开关管驱信号ugs,s4以及电感电流ilin的波形；图4(c)、5(c)给出了最大功率点功率为520w和130w两种工况下工频负半周期调制信号urac和uc2、s2开关管驱信号ugs,s2、s4开关管驱信号ugs,s4以及输入滤波电感电流ilin的波形。可以看出，在以上两种工况下，ilin均断续，输入电压平均值均为100v，直流母线电压平均值均为400v，与控制目标值基本吻合；并网电流ig与电网电压ug同频同相，输出波形无畸变；各关键信号波形与图2理论波形完全一致。此外，升压桥臂开关频率39.3khz≤fs1≤155.34khz，与fs1理论范围[20khz,180khz]基本吻合，从而验证了输入电感设计方法的正确性。

因此，综合上述分析可知，本发明提出的光伏并网场合用dcm单桥臂集成分裂源逆变器控制方法，通过改变系统控制自由度，解决了伏并网发电场合的应用问题，且可有效避免输出波形过调制现象，输出波形质量高。此外，本发明提出的一种输入滤波电感的设计过程，可确保本文控制方法在整个工作范围内顺利实施。

最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在实际的关系或者顺序。以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。