一种基于开环的电网同步方法、系统及介质与流程

[0001]
本发明涉及电网同步技术，具体涉及一种基于开环的电网同步方法、系统及介质。


背景技术：

[0002]
电网同步技术是逆变器控制的必要环节，然后随着分布式发电的渗透和非线性负载的提升，电网信号受到了不同的污染，例如电压幅值跌落、相角跳变、频率偏移、谐波、不平衡等。如何有效应对这些不利电网环境，对逆变器控制及电网的运行起着极其重要的作用。电网同步技术主要可分为闭环和开环同步。
[0003]
闭环同步技术主要代表为基于同步旋转坐标系的三相锁相环和基于静止坐标系的广义积分器锁频环。它们实质上都是一个复系数带通iir滤波器，或增益固定的卡尔曼滤波器。因此它们主要面临两个问题：一方面是稳定性分析和参数设计都需要很好地折中设计，目前主要基于线性时不变系统的小信号模型和扩展对称最优法则进行参数整定。然而这样的设计需要高度准确的小信号模型，同时在考虑好的稳定裕度的前提其动态响应速度通常不能快于两个工频周期。另一方面则是标准的锁相环和锁频环通常有较差的扰动抑制能力，如果高的扰动抑制能力要求的话，则系统的带宽需要设计得很低，因此牺牲了动态性能。为了改进它们的扰动抑制能力，最常见的做法则是在结构上前置滤波器或者在环内添加滤波器。环内放置滤波器由于使得锁相/锁频系统的相位滞后，导致稳定性和动态性能的下降，因此前置滤波器更加受欢迎。这些滤波器主要包括广义积分器(二阶和降阶)、滑窗滤波器maf、延时信号消去算子dsc。广义积分器通常要求自适应检测的频率信息，因此增加了整个结构的复杂度，使得稳定性和参数设计更困难。而滑窗滤波器maf和延时信号消去算子dsc由于灵活，高扰动抑制能力使得它们在三相系统也是有效的选择，它们主要的不足是相对高的内存要求和频率偏移时扰动抑制能力变弱。总得来说，锁相环/锁频环和前置滤波器都必须细节地分析稳定性和参数设计才能达到好的折中性能。
[0004]
不同于闭环同步技术，开环同步技术避免了反馈环的存在和参数的整定，因此它们完全不存在稳定性问题和无需整定参数。考虑到在含有不平衡和谐波信号的建模会引入高阶矩阵的运算使得其计算负担较大，因此较少考虑不平衡和谐波分量。开环同步技术主要是以基频信号来建立参数求解的模型，同时利用前置滤波器提高其扰动抑制能力。现有技术中有文献提出了一种微分器的开环同步，尽管考虑了准确的微分环节补偿，然而其实现仍然复杂。现有技术中有文献利用了maf导致的相位偏差所反映的频率信息来进行频率的求解，然而这种做法所利用的信号存在未滤波分量，因此扰动抑制能力较差。现有技术中有文献利用了解调原则/移频原则来计算频率，然而这些做法都会引入额外的二倍频分量，因此需要附加的滤波器来抑制它们，因此限制了它们的灵活性。文献利用的离散谐振原则来计算频率，然而这种做法会面临计算病态的问题，需要附加额外的逻辑处理来避免它，然而会使得频率估计出现振荡。现有技术中有文献利用了两相信号同时应用离散谐振原则来避免病态问题，然而这种做法增加了实现的复杂度。总的来说，尽管过去的开环同步技术已经得到了不同的改进，然而它们仍然实现复杂和性能难以达到更加折中的表现。


技术实现要素：

[0005]
本发明要解决的技术问题：针对现有技术的上述问题，提供一种基于开环的电网同步方法、系统及介质，本发明没有任何稳定性问题，也不需要整定复杂的参数；动态响应速度快，暂态没有特别大的波动；实现简单，计算量和存储要求低；可以根据电网环境来设计不同的前置maf滤波器来满足要求。
[0006]
为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：
[0007]
一种基于开环的电网同步方法，该方法的包括计算逆变器控制所需的输出频率、相位以及幅值参数的下述步骤：
[0008]
1)根据三相输入信号v
a
(k),v
b
(k),v
c
(k)计算静止坐标系下的两相输入信号v
α0
(k),v
β0
(k)；
[0009]
2)根据两相输入信号v
α0
(k),v
β0
(k)计算两相旋转坐标系下的两相输入信号v
d
(k),v
q
(k)；
[0010]
3)根据两相输入信号v
d
(k),v
q
(k)分别通过滤波得到滤波后的两相输入信号v
d1
(k),v
q1
(k)；
[0011]
4)根据两相输入信号v
d1
(k),v
q1
(k)计算两相静止坐标系下的输入信号v
α1
(k),v
β1
(k)；
[0012]
5)根据输入信号v
α1
(k),v
β1
(k)进行幅值归一化得到归一化后的两相输入信号v
α
(k),v
β
(k)；
[0013]
6)根据两相输入信号v
α
(k),v
β
(k)计算估计的输入参数根据估计的输入参数计算估计的输出频率参数根据两相输入信号v
α
(k),v
β
(k)、估计的输入参数计算估计的输出相位参数根据两相输入信号v
α
(k),v
β
(k)、估计的输入参数计算估计的输出幅值参数
[0014]
可选地，步骤1)中计算静止坐标系下的两相输入信号v
α0
(k),v
β0
(k)的函数表达式如下式所示：
[0015][0016]
上式中，v
a
(k),v
b
(k),v
c
(k)为三相输入信号。
[0017]
可选地，步骤2)中计算两相旋转坐标系下的两相输入信号v
d
(k),v
q
(k)的函数表达式如下式所示：
[0018][0019]
上式中，θ
n
表示额定频率的瞬时相位，θ
n
＝∫ω
n
dt，其中ω
n
为额定电网频率，t为时间，v
α0
(k),v
β0
(k)为静止坐标系下的两相输入信号。
[0020]
可选地，步骤3)中通过滤波具体是指通过maf滤波器进行滤波，且maf滤波器的传递函数离散表达式如下式所示：
[0021][0022]
上式中，g
maf
(z)表示传递函数，z表示z变换的算子，n表示基频周期的点数。
[0023]
可选地，步骤4)中计算两相静止坐标系下的输入信号v
α1
(k),v
β1
(k)的函数表达式如下式所示：
[0024][0025]
上式中，θ
n
表示额定频率的瞬时相位，θ
n
＝∫ω
n
dt，其中ω
n
为额定电网频率，t为时间，v
d1
(k),v
q1
(k)为滤波后的两相输入信号。
[0026]
可选地，步骤5)中进行幅值归一化得到归一化后的两相输入信号v
α
(k),v
β
(k)的函数表达式如下式所示：
[0027][0028]
上式中，v
α1
(k),v
β1
(k)为两相静止坐标系下的输入信号。
[0029]
可选地，步骤6)中计算估计的输入参数的函数表达式如下式所示：
[0030][0031]
上式中，为估计的角频率，k
l
为信号延时的点数，t
s
为采样周期，v
α
(k),v
β
(k)为归一化后的两相输入信号，v
α
(k-k
l
),v
β
(k-k
l
)为v
α
(k),v
β
(k)经过延时k
l
点数的信号；
[0032]
计算估计的输出频率参数的函数表达式如下式所示：
[0033][0034]
上式中，为估计的输入参数，f
s
为采样频率，k
l
为信号延时的点数。
[0035]
可选地，步骤6)中计算估计的输出相位参数的函数表达式如下式所示：
[0036][0037]
上式中，为估计的相位，n为基频周期的采样点数，t
s
为采样周期，为估计的角频率，ω
n
为额定电网频率；
[0038]
步骤6)中计算估计的输出幅值参数的函数表达式如下式所示：
[0039][0040]
上式中，为估计的幅值，n为基频周期的采样点数，t
s
为采样周期，为估计的角频率，ω
n
为额定电网频率。
[0041]
此外，本发明还提供一种基于开环的电网同步系统，包括计算机设备，该计算机设备被编程或配置以执行所述基于开环的电网同步方法的步骤，或者该计算机设备的存储器上存储有被编程或配置以执行所述基于开环的电网同步方法的计算机程序。
[0042]
此外，本发明还提供一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质上存储有被编程或配置以执行所述基于开环的电网同步方法的计算机程序。
[0043]
和现有技术相比，本发明具有下述优点：本发明根据三相输入信号计算静止坐标系下的两相输入信号、计算两相旋转坐标系下的两相输入信号、分别通过滤波得到滤波后的两相输入信号、计算两相静止坐标系下的输入信号、进行幅值归一化得到归一化后的两相输入信号、计算估计的输入参数，根据估计的输入参数计算估计的输出频率参数、输出相位参数、输出幅值参数。本发明没有任何稳定性问题，也不需要整定复杂的参数；动态响应速度快，暂态没有特别大的波动；实现简单，计算量和存储要求低；可以根据电网环境来设计不同的前置maf滤波器来满足要求。
附图说明
[0044]
图1为本发明实施例方法的基本流程示意图。
[0045]
图2为本发明实施例方法及其三种对比方法在测试1下估计的频率波形图。
[0046]
图3为本发明实施例方法及其三种对比方法在测试1下估计的相位偏差波形图。
[0047]
图4为本发明实施例方法及其三种对比方法在测试1下估计的幅值波形图。
[0048]
图5为本发明实施例方法及其三种对比方法在测试2下估计的频率波形图。
[0049]
图6为本发明实施例方法及其三种对比方法在测试2下估计的相位偏差波形图。
[0050]
图7为本发明实施例方法及其三种对比方法在测试2下估计的幅值波形图。
[0051]
图8为本发明实施例方法及其三种对比方法在测试3下估计的频率波形图。
[0052]
图9为本发明实施例方法及其三种对比方法在测试3下估计的相位偏差波形图。
[0053]
图10为本发明实施例方法及其三种对比方法在测试3下估计的幅值波形图。
[0054]
图11为本发明实施例方法及其三种对比方法在测试4下估计的频率波形图。
[0055]
图12为本发明实施例方法及其三种对比方法在测试4下估计的相位偏差波形图。
[0056]
图13为本发明实施例方法及其三种对比方法在测试4下估计的幅值波形图。
具体实施方式
[0057]
如图1所示，本实施例基于开环的电网同步方法包括计算逆变器控制所需的输出频率、相位以及幅值参数的下述步骤：
[0058]
1)根据三相输入信号v
a
(k),v
b
(k),v
c
(k)计算静止坐标系下的两相输入信号v
α0
(k),v
β0
(k)；
[0059]
2)根据两相输入信号v
α0
(k),v
β0
(k)计算两相旋转坐标系下的两相输入信号v
d
(k),v
q
(k)；
[0060]
3)根据两相输入信号v
d
(k),v
q
(k)分别通过滤波得到滤波后的两相输入信号v
d1
(k),v
q1
(k)；
[0061]
4)根据两相输入信号v
d1
(k),v
q1
(k)计算两相静止坐标系下的输入信号v
α1
(k),v
β1
(k)；
[0062]
5)根据输入信号v
α1
(k),v
β1
(k)进行幅值归一化得到归一化后的两相输入信号v
α
(k),v
β
(k)；
[0063]
6)根据两相输入信号v
α
(k),v
β
(k)计算估计的输入参数根据估计的输入参数计算估计的输出频率参数根据两相输入信号v
α
(k),v
β
(k)、估计的输入参数计算估计的输出相位参数根据两相输入信号v
α
(k),v
β
(k)、估计的输入参数计算估计的输出幅值参数
[0064]
理想的三相系统的三相输入信号的v
a
(k),v
b
(k),v
c
(k)离散信号如下式所示：
[0065][0066]
上式中，v
a
(k),v
b
(k),v
c
(k)为三相输入信号，a表示幅值，ω表示角频率，k表示系数，t
s
表示采样周期，表示相位。
[0067]
本实施例中，步骤1)中计算静止坐标系下的两相输入信号v
α0
(k),v
β0
(k)的函数表达式如下式所示：
[0068][0069]
上式中，v
a
(k),v
b
(k),v
c
(k)为三相输入信号。上式即为clark变换的函数表达式，其中clark所指的矩阵为变换矩阵，a表示幅值，ω表示角频率，k表示系数，t
s
表示采样周期，表示相位。根据两相正交信号的特点，可以推出如下的关系来计算频率参数：
[0070][0071]
上式中，ω表示角频率，k
l
为信号延时的点数，t
s
表示采样周期，v
α0
(k),v
β0
(k)为静止坐标系下的两相输入信号，v
α
(k-k
l
),v
β
(k-k
l
)为v
α0
(k),v
β0
(k)经过k
l
延时点数的信号。注意到上式引入了两相信号的平方和，为了简化实现，同时减少同步环节对电压跌落的敏感程度，因此引入了幅值归一化环节，即定义幅值归一化后的信号v
α
(k),v
β
(k)分别为如式(4)所示；
[0072][0073]
上式中，v
α1
(k),v
β1
(k)为两相静止坐标系下的输入信号。
[0074]
同时频率参数的计算可以进一步简化：
[0075][0076]
通过上式便可以求出频率参数，进而求出频率：
[0077][0078]
上式中，为估计的输入参数，f
s
为采样频率，k
l
为信号延时的点数。
[0079]
考虑到式(3)、(6)需要知道具体的k
l
的数值，因此还需要进一步对k
l
进行设计。首先，很容易看出如果k
l
的值越大，则频率参数获得的时间越长，即该开环频率计算方法动态性能越慢。因此其k
l
从动态速度的角度应该越小越好。然而如果其过小，则会对扰动分量极为敏感，这一结论将从下列分析看出：
[0080]
在原有的理想三相电压信号基础上建模谐波分量，得到如下函数表达式：
[0081][0082]
上式中，v
1+
为基频信号的幅值，为基频信号的初相位，h是基频负序分量和谐波的次数，v
h
±
,分别是h次正负序分量的幅值和初相位，q为h的集合。对于式(7)，基频负序分量和谐波主要对应于h＝-1,-5,+7,-11,+13，集合q包括了上述分量。进而上述信号满足下列式子：
[0083][0084]
上式中，引入了参数k
1
和k
2
，其余符号的定义与前文相同。参数k
1
和k
2
定义为描述对基频负序分量和谐波的影响因子。可以看出，当k
1
和k
2
越大，则基频负序分量和谐波对频率计算公式的影响越大。而k
1
和k
2
主要是取决于k
l
的取值，可以看出k
l
越小，其k
1
变化不大，而k
2
则会明显变大。因此可以得到k
l
不宜过小而使得频率计算公式对扰动分量极为敏感。故对k
l
的取值需要进行一个折中的选取，在本实施例中推荐为额定采样点数的十分之一。
[0085]
同时相位和幅值可直接根据下式计算而得：
[0086][0087][0088]
然而上述计算频率仅仅是在三相理想电压情况下考虑，因此当实际电网电压信号存在扰动分量，引入前置滤波器来提高扰动抑制能力是十分有必要的，这里引入了低计算负担的maf滤波器分别作为前置滤波器来提高扰动抑制能力。注意到maf是十分灵活的，它
可以根据实际电网信号的特点的来设计不同的延时长度，如果延时点数为一个基频周期的采样点数n，则可以有效抑制直流，不平衡分量和整数次谐波。如果为n/2，则可以抑制不平衡和奇次谐波。如果为n/6，也可以有效抑制谐波。如果应用在弱电网和微电网环境，则可以通过级联maf来达到好的抑制能力。注意到maf实际上一个递归的dft滤波器，因此为了避免舍入误差引起滤波器的数值稳定性问题，其延时长度没有采用频率自适应，同时也避免了插值技术。本实施例步骤3)中通过滤波具体是指通过maf滤波器(滑动平均滤波器，参见图1中上侧的虚线框内容)进行滤波，且maf滤波器的传递函数离散表达式如下式所示：
[0089][0090]
上式中，g
maf
(z)表示传递函数，z表示z变换的算子，n表示基频周期的点数。参见图1，maf滤波器输入信号为v
x
(k)，输出信号为v
y
(k)，利用matlab/simlunik搭建图1中上侧的虚线框内容中的各个模块，即可通过该maf滤波器得到输出信号v
y
(k)。
[0091]
根据maf滤波器的传递函数，可推出其幅值和相位的函数表达式：
[0092][0093]
上式中，表示maf滤波器的幅值，ω表示角频率，t
s
表示采样周期，n为基频周期的采样点数。
[0094][0095]
上式中，表示maf滤波器的相位，ω表示角频率，t
s
表示采样周期，n为基频周期的采样点数。
[0096]
由于非自适应的maf滤波器会使得信号在频率发生偏移时造成相位和幅值偏移，为了解决上述技术问题，本实施例中采用了添加相位和幅值补偿器的方式，如下式所示：
[0097][0098]
上式中，为估计的相位，n为基频周期的采样点数，t
s
为采样周期，为估计的频率，ω
n
为额定电网频率；本实施例中，额定电网频率ω
n
＝100πrad/s。
[0099][0100]
上式中，为估计的幅值，n为基频周期的采样点数，t
s
为采样周期，为估计的频率，ω
n
为额定电网频率。本实施例中，步骤6)中计算估计的输出相位参数的函数表达式如式(14)所示，本实施例中，步骤6)中计算估计的输出幅值参数的函数表达式如式(15)所示。
[0101]
本实施例中，步骤2)中计算两相旋转坐标系下的两相输入信号v
d
(k),v
q
(k)的函数表达式如下式所示：
[0102][0103]
上式中，θ
n
表示额频率的瞬时相位，θ
n
＝∫ω
n
dt，其中ω
n
为额定电网频率，t为时间，v
α0
(k),v
β0
(k)为静止坐标系下的两相输入信号。
[0104]
本实施例中，步骤4)中计算两相静止坐标系下的输入信号v
α1
(k),v
β1
(k)的函数表达式如下式所示：
[0105][0106]
上式中，θ
n
表示额定频率的瞬时相位，θ
n
＝∫ω
n
dt，其中ω
n
为额定电网频率，t为时间，v
d1
(k),v
q1
(k)为滤波后的两相输入信号。
[0107]
本实施例中，步骤5)中进行幅值归一化得到归一化后的两相输入信号v
α
(k),v
β
(k)的函数表达式如下式所示：
[0108][0109]
上式中，v
α1
(k),v
β1
(k)为两相静止坐标系下的输入信号。上式与式(4)基本相同，其主要区别为式(4)中的信号v
α0
(k),v
β0
(k)下标均换成信号v
α1
(k),v
β1
(k)以对应图1所示信号下标。
[0110]
本实施例中，步骤6)中计算估计的输入参数的函数表达式如下式所示：
[0111][0112]
上式中，为估计的角频率，k
l
为信号延时的点数，t
s
为采样周期，v
α
(k),v
β
(k)为归一化后的两相输入信号，v
α
(k-k
l
),v
β
(k-k
l
)为v
α
(k),v
β
(k)经过延时k
l
点数的信号；上式与式(5)基本相同，其主要区别为式(5)中的信号v
α0
(k),v
β0
(k)下标均换成信号v
α1
(k),v
β1
(k)以对应图1所示信号下标。
[0113]
本实施例中，计算估计的输出频率参数的函数表达式如下式所示：
[0114][0115]
上式中，为估计的输入参数，f
s
为采样频率，k
l
为信号延时的点数。上式与前文式(6)相同，仅仅为估计的输出频率参数的符号形式发生了变化。
[0116]
为了验证本实施例基于开环的电网同步方法的有效性，本实施例中比较了基于微分器的开环同步技术ols1，基于maf偏差的开环同步技术ols2和基于maf的三相srf-pll(pmaf-pll)技术。为了保证公平比较，本实施例方法、pmaf-pll和ols2中的maf滤波器都采用1个额定周期的窗长度，而ols1中的延时信号消去算子则采用级联αβdsc2，αβdsc4，αβdsc8，αβdsc16，αβdsc32的滤波器。即保证这四种方法的延时长度都在1个周期左右，表1给出了本发明实施例方法及其三种对比方法的参数选择，其采样频率为12khz。
[0117]
表1：本发明实施例方法及其三种对比方法的参数表。
[0118][0119]
下文分别进行了测试1～测试4四次测试。
[0120]
测试1：相位跳变，三相电压在时间t＝0.5s时相角跳变+30度。
[0121]
图2～图4分别给出了本发明实施例方法及其三种对比方法在测试1下估计的频率，相位偏差和幅值的波形图。可以看出四种结构均能无误差跟踪上三相电压的相角跳变，而本发明所提出的方法和ols2动态响应速度最快，ols2在相位调节时暂态更加平滑，这主要归因于它的补偿器。它们达到稳态的时间均为20ms左右，而pmaf-pll则需要40ms左右，同时ols1存在大幅度的频率，幅值和相位的暂态波动。
[0122]
测试2：幅值不对称跌落，a相电压幅值在时间t＝0.5s时跌落90％。
[0123]
图5～图7分别给出了本发明实施例方法及其三种对比方法在测试2下估计的频率，相位偏差和幅值的波形图。可以看出ols1,pmaf-pll和本发明所提方法均能无误差跟踪上单相电压的电压跌落，即有效抑制三相不平衡的情况。而ols2则无法抑制不平衡分量，因此在检测的频率，相位和幅值上均存在较大的稳态误差。另外，本发明所提的方法达到稳态的时间仅为20ms左右，而pmaf-pll则需要40ms左右。尽管ols1也拥有较快的动态响应速度，然而其暂态过程存在大幅度的频率，幅值和相位的波动。
[0124]
测试3：频率偏移，三相电压在时间t＝0.5s时频率跳变+2hz。
[0125]
图8～图10分别给出了本发明实施例方法及其三种对比方法在测试3下估计的频率，相位偏差和幅值的波形图。可以看出四种方法均能跟踪上单相电压的频率跳变，然而就频率而言，本发明所提方法和pmaf-pll达到了很高的误差精度，其稳态误差几乎为0。而ols1则由于微分的近似运算使得其稳态误差为0.0001hz，ols2则由于其对maf的近似运算使得其稳态误差为0.015hz。从频率，相位和幅值的动态响应来看，本发明所提方法仍然拥有20ms的快速调节时间，尽管ols2在相位检测有较好的优势，然而其仍然存在稳态误差的问题，数值大约为0.02deg。而四种结构的幅值检测均存在一定的误差，这主要是由于maf的幅值补偿器的近似运算导致的。
[0126]
测试4：三相电压在时间t＝0.5s时混入谐波和直流分量，其-5，+7，-11，+13和直流分量的具体大小分别为0.06，0.05，0.035，0.03，0.05。
[0127]
图11～图13分别给出了本发明实施例方法及其三种对比方法在测试4下估计的频率，相位偏差和幅值的波形图。可以看出本发明所提方法和pmaf-pll，ols1均能有效抑制谐波和直流分量，然而ols2表现出较差的精度。就动态性能而言，本发明所提方法仍然能保持20ms的快速调节时间，同时不会出现较大暂态波动，而ols1则由于其结构引入了微分运算，使得其暂态受到了严重的影响。
[0128]
在比较它们的性能后，本发明实施例方法及其三种对比方法的计算负担和存储要求也统计在表2所示。
[0129]
表2：本发明实施例方法及其三种对比方法的计算损失对比。
[0130] +/
-×÷
开方反三角三角存储要求
本发明所提方法142021206t/(5ts)pmaf-pll18232024t/tsols12026311331t/(32ts)+t/(2ts)ols216222110t/ts
[0131]
可以看出本发明所提出的方法拥有极低的计算负担和内存要求，特别是微分器的避免使得所提方法较ols1有着明显的优势在实现和性能上。
[0132]
综上所述，本实施例提出了一种简单快速的三相开环电网同步技术，其利用两相正交信号的离散时域表达式推出频率参数的计算，而不是利用传统的微分器计算频率，同时利用了前置非自适应滑动平均滤波器来改善其扰动抑制能力，所提技术较微分环节的计算量更低，实现更容易，同时它没有稳定性问题，动态响应快，不需要整定复杂的参数。本实施例从信号的离散表达建模，而不是连续信号的建模方式，避免了微分的考虑，而提出了一种新的开环同步技术，其拥有更加简单的实现，并且保证快速的动态性能。同时为了改进其扰动抑制能力，还设计了简单灵活的前置滤波器。本实施例方法具有下述优点：(1)没有任何稳定性问题，不需要整定复杂的参数。(2)动态响应速度快，暂态没有特别大的波动。(2)实现简单，计算量和存储要求低。(3)可根据电网环境来设计不同的前置maf滤波器来满足要求。
[0133]
此外，本发明还提供一种基于开环的电网同步系统，包括计算机设备，该计算机设备被编程或配置以执行所述基于开环的电网同步方法的步骤，或者该计算机设备的存储器上存储有被编程或配置以执行所述基于开环的电网同步方法的计算机程序。
[0134]
此外，本发明还提供一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质上存储有被编程或配置以执行所述基于开环的电网同步方法的计算机程序。
[0135]
本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、cd-rom、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
[0136]
以上所述仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。