一种无直流偏置的双有源桥DC-DC变换器的控制方法及装置与流程

一种无直流偏置的双有源桥dc-dc变换器的控制方法及装置
技术领域
[0001]
本发明属于电力电子技术领域，涉及到一种无直流偏置的双有源桥dc-dc变换器的控制方法及装置。


背景技术：

[0002]
20世纪90年代初，双有源桥(dual active bridge,dab)dc-dc变换器由doncker提出。因其具有高功率密度、能量双向流动、易于实现软开关、可靠性高等优点，在燃料电池、电动汽车等领域得到了广泛应用。然而，由于dab变换器的开关管参数不一致，或是稳定状态下发生扰动或者改变其控制变量均可能会引起变压器的直流偏置电流，严重时过大的直流偏置电流会导致开关管烧毁，电感和变压器达到磁饱和而无法使用。传统的抑制直流偏置电流的方法是串联隔直电容，会增加系统的体积与成本。
[0003]
在电动汽车的电源转换系统、航天航空器的燃料电池系统等应用中，输入和负载扰动是不可避免的，动态响应慢会造成扰动影响时间长，影响系统的性能和稳定性，因此研究dab变换器的动态性能至关重要。目前提升dab变换器动态响应的移相控制方式主要包括负载电流反馈环路法和pi补偿网络设计法，两种方法虽然能在一定程度上有效提升dab变换器的动态响应速度，但均增加了控制系统的设计难度和复杂性。


技术实现要素：

[0004]
针对双有源桥dc-dc变换器出现直流偏置电流时无法使用的问题，以及传统抑制传统直流偏置电流的方法存在的设计复杂、成本高的不足之处，本发明提出一种无直流偏置的双有源桥dc-dc变换器的控制方法及装置，将离散移相控制应用于双有源桥dc-dc变换器中，并对其进行直流偏置优化，使得双有源桥dc-dc变换器在负载与输入电压突变以及两个离散控制脉冲组切换时无直流偏置产生、动态响应速度快；且本发明提出的控制技术简单易行，稳定性和抗干扰能力强；去除了传统用来抑制偏置电流的隔直电容，显著减小了双有源桥dc-dc变换器体积。
[0005]
本发明提出的双有源桥dc-dc变换器控制方法的技术方案为：
[0006]
一种无直流偏置的双有源桥dc-dc变换器的控制方法，所述双有源桥dc-dc变换器包括变压器、以及分别连接在所述变压器原边和副边的原边h桥和副边h桥，所述原边h桥和副边h桥为全桥结构共包括m个开关管，m为正整数；
[0007]
所述双有源桥dc-dc变换器的控制方法用于控制所述m个开关管，包括如下步骤：
[0008]
步骤一、采样所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压值u
o
；
[0009]
步骤二、根据所述步骤一获得的u
o
产生高功率移相控制脉冲组p
h
和低功率移相控制脉冲组p
l
，具体方法为：
[0010]
2.1、进行初始化，设置所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压参考值u
ref
和采样周期t
s
；从所述原边h桥或副边h桥的开关管中选择一个开关管作为标准开关管并设置所述标准开关管的控制信号；设置高功率移相控制脉冲组p
h
作用时所述双有源桥dc-dc变换器输
出功率的标幺值初始值和低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器输出功率的标幺值初始值使得和满足其中p为所述双有源桥dc-dc变换器期望输出功率的标幺值，p＝u
ref2
/r/p
n
，r为所述双有源桥dc-dc变换器的负载电阻值，p
n
＝nu
in
u
o
/8/f
s
/l，u
in
、u
o
分别为所述双有源桥dc-dc变换器的输入电压值和输出电压值，n为所述变压器的原副边匝数比，f
s
为所述双有源桥dc-dc变换器的开关频率，l为所述双有源桥dc-dc变换器的辅助电感值；
[0011]
2.2、设置高功率移相控制脉冲组p
h
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比d
1h
和原边副边间的外移相比d
2h
，使得d
1h
和d
2h
满足以下条件：
[0012]
0≤d
1h
≤d
2h
≤1
[0013][0014]
2.3、设置低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比d
1l
和原边副边间的初始外移相比d
2l0
，使得d
1l
和d
2l0
满足以下条件：
[0015]
0≤d
1l
≤d
2l0
≤1
[0016][0017]
2.4、设置低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边副边间的外移相比d
2l
，使得d
1l
和d
2l
满足以下条件：
[0018]
0≤d
1l
≤d
2l
≤1
[0019][0020][0021][0022][0023]
其中t
hs
是半开关周期，i
ph
和i
pl
分别是高功率移相控制脉冲组p
h
作用时和低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的电感电流在半开关周期t
hs
时的值，d
*h
和d
*l
分别是高功率移相控制脉冲组p
h
作用时和低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器电感电流的过零点时刻与半开关周期t
hs
的比值，r
e3
和r
e4
分别是d
*h
t
hs-d
2h
t
hs
时间段内和d
2h
t
hs-t
hs
时间段内导通的所述开关管的导通电阻、以及所述变压器的原边绕组电阻和副边绕组电阻组成的总等效电阻；
[0024]
2.5、基于步骤2.2设置的d
1h
和d
2h
计算高功率移相控制脉冲组p
h
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的输出功率标幺值p
oh
，基于步骤2.3和步骤2.4设置的d
1l
和d
2l
计算低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的输出功率标幺值p
ol
，判断是否满足0≤
p
ol
≤p≤p
oh
≤1，若是则转到步骤2.6，否则返回步骤2.1；
[0025]
2.6、将所述标准开关管的控制信号根据d
1h
和d
2h
进行移相获得其余m-1个开关管的控制信号共同组成所述高功率移相控制脉冲组p
h
；将所述标准开关管的控制信号根据d
1l
和d
2l
进行移相获得其余m-1个开关管的控制信号共同组成所述低功率移相控制脉冲组p
l
；
[0026]
步骤三、在每个采样周期t
s
开始时刻将所述步骤一获得的u
o
与u
ref
进行比较，若u
o
<u
ref
，选取所述高功率移相控制脉冲组p
h
作为有效控制信号组控制所述双有源桥dc-dc变换器的m个开关管，使所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压上升；若u
o
≥u
ref
，选取所述低功率移相控制脉冲组p
l
作为有效控制信号组控制所述双有源桥dc-dc变换器的m个开关管，使所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压下降。
[0027]
具体的，所述原边h桥和副边h桥都包括两个桥臂，每个桥臂包括一个上开关管和一个下开关管，m为8；选择所述原边h桥第一桥臂的上开关管作为所述标准开关管；
[0028]
将所述原边h桥第一桥臂的上开关管的控制信号v
p1
移相d
1h
t
hs
得到所述原边h桥第二桥臂的下开关管的控制信号v
p4
，将所述原边h桥第一桥臂的上开关管的控制信号v
p1
移相d
2h
t
hs
得到所述副边h桥第一桥臂的上开关管的控制信号v
p5
和所述副边h桥第二桥臂的下开关管的控制信号v
p8
，将v
p1
、v
p4
、v
p5
、v
p8
分别移相t
hs
得到所述原边h桥第一桥臂的下开关管的控制信号v
p2
、所述原边h桥第二桥臂的上开关管的控制信号v
p3
、所述副边h桥第一桥臂的下开关管的控制信号v
p6
、所述副边h桥第二桥臂的上开关管的控制信号v
p7
，此时的v
p1
、v
p2
、v
p3
、v
p4
、v
p5
、v
p6
、v
p7
、v
p8
共同组成所述高功率移相控制脉冲组p
h
；
[0029]
将所述原边h桥第一桥臂的上开关管的控制信号v
p1
移相d
1l
t
hs
得到所述原边h桥第二桥臂的下开关管的控制信号v
p4
，将所述原边h桥第一桥臂的上开关管的控制信号v
p1
移相d
2l
t
hs
得到所述副边h桥第一桥臂的上开关管的控制信号v
p5
和所述副边h桥第二桥臂的下开关管的控制信号v
p8
，将v
p1
、v
p4
、v
p5
、v
p8
分别移相t
hs
得到所述原边h桥第一桥臂的下开关管的控制信号v
p2
、所述原边h桥第二桥臂的上开关管的控制信号v
p3
、所述副边h桥第一桥臂的下开关管的控制信号v
p6
、所述副边h桥第二桥臂的上开关管的控制信号v
p7
，此时的v
p1
、v
p2
、v
p3
、v
p4
、v
p5
、v
p6
、v
p7
、v
p8
共同组成所述低功率移相控制脉冲组p
l
。
[0030]
具体的，所述原边h桥第一桥臂的上开关管的控制信号v
p1
为占空比是50％的方波信号。
[0031]
具体的，所述步骤2.6中通过计算高功率移相控制脉冲组p
h
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的实际输出功率p
oh
并除以输出功率基准值得到输出功率标幺值p
oh
，其中
[0032][0033][0034]
所述步骤2.6中通过计算低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的实际输出功率p
ol
并除以输出功率基准值得到输出功率标幺值p
ol
，其中
[0035][0036][0037]
基于上述控制方法，本发明还提出了对应的控制装置，其技术方案为：
[0038]
一种无直流偏置的双有源桥dc-dc变换器的控制装置，所述双有源桥dc-dc变换器包括变压器、以及分别连接在所述变压器原边和副边的原边h桥和副边h桥，所述原边h桥和副边h桥为全桥结构共包括m个开关管，m为正整数；
[0039]
所述双有源桥dc-dc变换器的控制装置包括电压采样模块、控制脉冲组选择器、控制脉冲组产生器、直流偏置优化模块和驱动模块：
[0040]
所述电压采样模块用于采样所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压值u
o
并输出给所述控制脉冲组选择器；
[0041]
所述直流偏置优化模块用于产生并调整高功率移相控制脉冲组p
h
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比d
1h
和原边副边间的外移相比d
2h
、以及低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比d
1l
和原边副边间的外移相比d
2l
，
[0042]
其中所述直流偏置优化模块每次产生的d
1h
和d
2h
满足：
[0043]
0≤d
1h
≤d
2h
≤1
[0044][0045]
为高功率移相控制脉冲组p
h
作用时所述双有源桥dc-dc变换器输出功率的标幺值初始值；
[0046]
所述直流偏置优化模块每次产生d
1l
和d
2l
时首先设置d
1l
和d
2l
的初始值d
2l0
满足：
[0047]
0≤d
1l
≤d
2l0
≤1
[0048][0049]
为低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器输出功率的标幺值初始值；
[0050]
然后设置d
2l
满足：
[0051]
0≤d
1l
≤d
2l
≤1
[0052][0053][0054]
[0055][0056]
其中u
in
、u
o
分别为所述双有源桥dc-dc变换器的输入电压和输出电压，n为所述变压器的原副边匝数比；t
hs
是半开关周期，i
ph
和i
pl
分别是高功率移相控制脉冲组p
h
作用时和低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的电感电流在半开关周期t
hs
时的值，d
*h
和d
*l
分别是高功率移相控制脉冲组p
h
作用时和低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器电感电流的过零点时刻与半开关周期t
hs
的比值，r
e3
和r
e4
分别是t
hs
d
*h-d
2h
t
hs
时间段内和d
2h
t
hs-t
hs
时间段内所述原边h桥和副边h桥中导通的开关管的导通电阻、以及所述变压器的原边绕组电阻和副边绕组电阻组成的导通电阻；
[0057]
所述直流偏置优化模块判断每次产生的d
1h
和d
2h
以及d
1l
和d
2l
能否使得高功率移相控制脉冲组p
h
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的输出功率标幺值p
oh
和低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的输出功率标幺值p
ol
满足0≤p
ol
≤p≤p
oh
≤1，若是则将本次产生的d
1h
和d
2h
以及d
1l
和d
2l
输出至所述控制脉冲组产生器中，否则初始化并调整d
1h
和d
2h
以及d
1l
和d
2l
后进行下一次判断；其中p为所述双有源桥dc-dc变换器期望输出功率的标幺值，p＝u
ref2
/r/p
n
，u
ref
为所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压参考值，r为所述双有源桥dc-dc变换器的负载电阻值，p
n
＝nu
in
u
o
/8/f
s
/l，f
s
为所述双有源桥dc-dc变换器的开关频率，l为所述双有源桥dc-dc变换器的辅助电感值；
[0058]
所述控制脉冲组产生器用于从所述m个开关管中选择一个开关管作为标准开关管，并将所述标准开关管的控制信号根据d
1h
和d
2h
进行移相获得其余m-1个开关管的控制信号共同组成所述高功率移相控制脉冲组p
h
后输出至所述控制脉冲组选择器中，将所述标准开关管的控制信号根据d
1l
和d
2l
进行移相获得其余m-1个开关管的控制信号共同组成所述低功率移相控制脉冲组p
l
后输出至所述控制脉冲组选择器中；
[0059]
所述控制脉冲组选择器用于在每个采样周期t
s
开始时刻将所述电压采样模块采样得到的所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压值u
o
与u
ref
进行比较，并根据比较结果将所述控制脉冲组产生器输出的高功率移相控制脉冲组p
h
或低功率移相控制脉冲组p
l
输出，当u
o
<u
ref
时，所述控制脉冲组选择器输出所述高功率移相控制脉冲组p
h
；当u
o
≥u
ref
时，所述控制脉冲组选择器输出所述低功率移相控制脉冲组p
l
；
[0060]
所述驱动模块根据所述控制脉冲组选择器的输出信号产生控制所述m个开关管的栅极驱动信号，用于控制所述双有源桥dc-dc变换器的m个开关管。
[0061]
具体的，所述原边h桥和副边h桥都包括两个桥臂，每个桥臂包括一个上开关管和一个下开关管，m为8；所述原边h桥中第一桥臂的上开关管和下开关管的连接点通过述双有源桥dc-dc变换器的辅助电感后连接所述变压器原边绕组的同名端，所述原边h桥中第二桥臂的上开关管和下开关管的连接点连接所述变压器原边绕组的异名端；所述副边h桥中第一桥臂的上开关管和下开关管的连接点连接所述变压器副边绕组的同名端，所述副边h桥中第二桥臂的上开关管和下开关管的连接点连接所述变压器副边绕组的异名端。
[0062]
具体的，所述控制脉冲组产生器选择所述原边h桥第一桥臂的上开关管作为所述标准开关管，将所述原边h桥第一桥臂的上开关管的控制信号v
p1
移相d
1h
t
hs
得到所述原边h桥第二桥臂的下开关管的控制信号v
p4
，将所述原边h桥第一桥臂的上开关管的控制信号v
p1
移相d
2h
t
hs
得到所述副边h桥第一桥臂的上开关管的控制信号v
p5
和所述副边h桥第二桥臂的
下开关管的控制信号v
p8
，将v
p1
、v
p4
、v
p5
、v
p8
分别移相t
hs
得到所述原边h桥第一桥臂的下开关管的控制信号v
p2
、所述原边h桥第二桥臂的上开关管的控制信号v
p3
、所述副边h桥第一桥臂的下开关管的控制信号v
p6
、所述副边h桥第二桥臂的上开关管的控制信号v
p7
，此时的v
p1
、v
p2
、v
p3
、v
p4
、v
p5
、v
p6
、v
p7
、v
p8
共同组成所述高功率移相控制脉冲组p
h
；
[0063]
将所述原边h桥第一桥臂的上开关管的控制信号v
p1
移相d
1l
t
hs
得到所述原边h桥第二桥臂的下开关管的控制信号v
p4
，将所述原边h桥第一桥臂的上开关管的控制信号v
p1
移相d
2l
t
hs
得到所述副边h桥第一桥臂的上开关管的控制信号v
p5
和所述副边h桥第二桥臂的下开关管的控制信号v
p8
，将v
p1
、v
p4
、v
p5
、v
p8
分别移相t
hs
得到所述原边h桥第一桥臂的下开关管的控制信号v
p2
、所述原边h桥第二桥臂的上开关管的控制信号v
p3
、所述副边h桥第一桥臂的下开关管的控制信号v
p6
、所述副边h桥第二桥臂的上开关管的控制信号v
p7
，此时的v
p1
、v
p2
、v
p3
、v
p4
、v
p5
、v
p6
、v
p7
、v
p8
共同组成所述低功率移相控制脉冲组p
l
。
[0064]
具体的，所述控制脉冲组选择器包括比较器、d触发器、第一与门、第二与门和第一或门，
[0065]
比较器的正向输入端连接所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压参考值u
ref
，其负向输入端连接所述电压采样模块输出的所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压值u
o
，其输出端连接d触发器的数据输入端；
[0066]
d触发器的时钟端连接采样时钟信号，其q输出端连接第一与门的第一输入端，其输出端连接第二与门的第一输入端；所述采样时钟信号的采样周期为t
s
；
[0067]
第一与门的第二输入端连接所述控制脉冲组产生器输出的所述高功率移相控制脉冲组p
h
，其输出端连接第一或门的第一输入端；
[0068]
第二与门的第二输入端连接所述控制脉冲组产生器输出的所述低功率移相控制脉冲组p
l
，其输出端连接第一或门的第二输入端；
[0069]
第一或门的输出端作为所述双有源桥dc-dc变换器的控制装置的输出端。
[0070]
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
[0071]
一、与现有电压闭环控制相比，本发明无需负载电流环路与pi补偿网络，仅需采样输出电压，降低了系统结构的复杂性，增强了系统的稳定性，加快了系统的瞬态响应速度。
[0072]
二、本发明提出的控制方法和装置在双有源桥dc-dc变换器负载突变时无直流偏置，避免了过大的直流偏置电流引起的开关和导通损耗，消除了变压器磁饱和的影响，提高了双有源桥dc-dc变换器的可靠性，同时本发明无需硬件电路去抑制直流偏置电流，可显著减小双有源桥dc-dc变换器体积。
[0073]
三、本发明考虑了等效电阻的影响，在等效电阻阻值大小不一致的条件下，负载与输入电压突变及离散移相脉冲组切换时，均无直流偏置产生。
附图说明
[0074]
下面的附图有助于更好地理解下述对本发明不同实施例的描述，这些附图示意性地示出了本发明一些实施方式的主要特征。这些附图和实施例以非限制性、非穷举性的方式提供了本发明的一些实施例。为简明起见，不同附图中具有相同功能的相同或类似的组件或结构采用相同的附图标记。
[0075]
图1为本发明提出的一种无直流偏置的双有源桥dc-dc变换器的控制方法及装置
的结构框图。
[0076]
图2为本发明提出的一种无直流偏置的双有源桥dc-dc变换器的控制方法及装置在实施例中的具体电路结构示意图。
[0077]
图3中(a)为实施例中采用本发明的控制方法时双有源桥dc-dc变换器在稳态条件下某一时段内的时域仿真波形图，图3中(b)为下一个控制脉冲组循环周期内的时域仿真波形图。
[0078]
图4中(a)与(b)分别为本发明实施例的双有源桥dc-dc变换器在负载突变和输入电压突变时的时域仿真波形图。
[0079]
图5中(a)与(b)分别为电压闭环控制双有源桥dc-dc变换器在负载突变和输入电压突变时的时域仿真波形图。
[0080]
图6中(a)与(b)分别为本发明实施例的双有源桥dc-dc变换器在不同等效电阻下的时域仿真波形图。
[0081]
图3、图4、图5的仿真条件如下：输出电压参考值u
ref
为48v，变压器匝数比n为1，变压器漏感l
s
为90μh，开关频率f
s
为20khz，输入输出电容均为470μf。
具体实施方式
[0082]
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。以下所述实施例中的具体细节，如实施例中的具体电路结构和这些电路元件的具体参数，都用于对本发明的实施例提供更好的理解。本技术领域的技术人员可以理解，即使在缺少一些细节或采用其他方法、元件、材料等结合的情况下，本发明的实施例也可以被实现。
[0083]
本发明提出离散移相控制应用于双有源桥dc-dc变换器中用于解决其直流偏置电流问题，其中双有源桥dc-dc变换器包括变压器、以及分别连接在所述变压器原边和副边的原边h桥和副边h桥，原边h桥和副边h桥均为全桥结构，包括两个桥臂共m个开关管，本发明通过设置内外移相比将标准开关管的控制信号进行移相获得m个开关管的控制信号，因此本发明能够应用于具有两个移相比的双有源桥dc-dc变换器。下面以两电平的变换器为例进行说明，如图2所示，每个桥臂包括一个上开关管和一个下开关管，则本实施例中m为8。另外多电平的结构，比如三电平的变换器也能应用本发明的控制方法，三电平结构中每个桥臂的上桥臂包括两个开关管，下桥臂包括两个开关管，则m为16，同样可以通过设置内外移相比将标准开关管的控制信号进行移相即可获得其余15个开关管的控制信号。
[0084]
如图2所示，本实施例中原边h桥第一桥臂的上开关管s
1
和下开关管s
2
的连接点通过双有源桥dc-dc变换器的辅助电感后连接变压器原边绕组的同名端，原边h桥中第二桥臂的上开关管s
3
和下开关管s
4
的连接点连接变压器原边绕组的异名端；副边h桥中第一桥臂的上开关管s
5
和下开关管s
6
的连接点连接变压器副边绕组的同名端，副边h桥中第二桥臂的上开关管s
7
和下开关管s
8
的连接点连接变压器副边绕组的异名端。
[0085]
本发明包括电压采样环节、直流偏置优化环节和控制信号组产生环节，电压采样环节中通过设置电压采样模块来采样双有源桥dc-dc变换器的输出电压值u
o
。然后根据获得的u
o
产生离散移相控制脉冲组，分别需要经过直流偏置优化环节和控制信号组产生环节，直流偏置优化环节中对d
1h
和d
2h
、d
1l
和d
2l
不断进行优化，获得满足条件的d
1h
和d
2h
、d
1l
和d
2l
后进入控制信号组产生环节，控制信号组产生环节中根据d
1h
和d
2h
、d
1l
和d
2l
对标准开关
管的控制信号进行移相产生其余m-1个开关管的控制信号，组成高功率移相控制脉冲组p
h
和低功率移相控制脉冲组p
l
，并根据u
o
选择p
h
或p
l
作为最终输出的离散移相控制脉冲组控制双有源桥dc-dc变换器的m个开关管，由于本实施例中双有源桥dc-dc变换器有8个开关管，因此最终输出的离散移相控制脉冲组包括8个控制脉冲信号，分别用以驱动dab变换器的8个功率开关管。
[0086]
其中直流偏置优化环节根据半开关周期时的电感电流相等的条件来设置控制脉冲组的移相比，保证控制脉冲组切换时无直流偏置产生。首先进行初始化，从双有源桥dc-dc变换器的8个开关管中选择一个开关管作为标准开关管，由于双有源桥中s
1
的控制信号v
p1
为占空比是50％的方波信号，本实施例选取原边h桥第一桥臂的上开关管s
1
作为标准开关管。另外还要设置双有源桥dc-dc变换器的输出电压参考值u
ref
和采样周期t
s
、以及设置高功率移相控制脉冲组p
h
作用时双有源桥dc-dc变换器输出功率的标幺值初始值和低功率移相控制脉冲组p
l
作用时双有源桥dc-dc变换器输出功率的标幺值初始值使得和满足其中p为双有源桥dc-dc变换器期望输出功率的标幺值，p＝u
ref2
/r/p
n
，r为双有源桥dc-dc变换器的负载电阻值，p
n
＝nu
in
u
o
/8/f
s
/l，u
in
、u
o
分别为双有源桥dc-dc变换器的输入电压值和输出电压值，n为变压器的原副边匝数比，f
s
为双有源桥dc-dc变换器的开关频率，l为双有源桥dc-dc变换器的辅助电感值；
[0087]
随后利用直流偏置优化模块设置高功率移相控制脉冲组p
h
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比d
1h
和原边副边间的外移相比d
2h
、以及低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比d
1l
和原边副边间的外移相比d
2l
，并对d
1h
和d
2h
、d
1l
和d
2l
进行优化获得满足条件的值。
[0088]
其中d
1h
和d
2h
的设置条件是：
[0089]
0≤d
1h
≤d
2h
≤1
[0090][0091]
p
oh
为p
h
作用时双有源桥dc-dc变换器的输出功率。基于所设置的d
1h
和d
2h
判断高功率移相控制脉冲组p
h
作用时双有源桥dc-dc变换器的输出功率标幺值p
oh
是否满足p≤p
oh
≤1，若满足则将d
1h
和d
2h
保留，若不满足则根据上述条件重新初始化并设置d
1h
和d
2h
进行优化。
[0092]
设置d
1l
和d
2l
时，首先设置d
1l
和d
2l
的初始值d
2l0
满足：
[0093]
0≤d
1l
≤d
2l0
≤1
[0094][0095]
为p
l
作用时双有源桥dc-dc变换器输出功率的标幺值初始值，根据给定了一个d
1l
与d
2l
的初始值d
2l0
，之后在考虑等效电阻的条件下又更新了d
2l
，考虑实际情况中，不同阶段(分别对应0-d
1h
t
hs
时间段、d
1h
t
hs
–
d
*h t
hs
时间段、d
*h t
hs
–
d
2h
t
hs
时间段、d
2h
t
hs-t
hs
时间段或者说0-d
1l
t
hs
时间段、d
1l
t
hs
–
d
*l t
hs
时间段、d
*l t
hs
–
d
2l
t
hs
时间段、d
2l
t
hs-t
hs
时间段)开关管的导通电阻与变压器原、副边的绕组电阻r
1
和r
2
组成的等效电阻r
e1-r
e4
，并根据变换器的电感电流特性及上述得到的d
1h
和d
2h
通过下式获得i
ph
[0096][0097]
时间常数τ
3
，τ
4
可以通过下式获得：
[0098][0099]
根据变换器电感电流特性及i
pl
＝i
ph
，可得
[0100][0101]
根据i
pl
、i
ph
设置d
1l
和d
2l
同时使得d
1l
和d
2l
也满足0≤d
1l
≤d
2l
≤1，且d
*l
由d
1l
和d
2l
共同决定。
[0102]
其中t
hs
是半开关周期，i
ph
和i
pl
分别是高功率移相控制脉冲组p
h
作用时和低功率移相控制脉冲组p
l
作用时双有源桥dc-dc变换器的电感电流在半开关周期t
hs
时的值，d
*h
和d
*l
分别是高功率移相控制脉冲组p
h
作用时和低功率移相控制脉冲组p
l
作用时双有源桥dc-dc变换器电感电流的过零点时刻与半开关周期t
hs
的比值，r
e3
和r
e4
分别是d
*h
t
hs-d
2h
t
hs
时间段内和d
2h
t
hs-t
hs
时间段内导通开关管的导通电阻、以及变压器的原边绕组电阻和副边绕组电阻组成的总等效电阻。
[0103]
同样的，基于所设置的d
1l
和d
2l
判断低功率移相控制脉冲组p
l
作用时双有源桥dc-dc变换器的输出功率标幺值p
ol
是否满足0≤p
ol
≤p，若满足则将d
1l
和d
2l
保留，若不满足则根据上述条件重新初始化并设置d
1l
和d
2l
进行优化。
[0104]
直流偏置优化环节的调制依据和调整目的是让p
h
与p
l
作用于双有源桥dc-dc变换器时电感电流在半周期时的值i
ph
和i
pl
相等，考虑实际情况中等效电阻造成的损耗，对d
1h
和d
2h
以及d
1l
和d
2l
进行判断，当p
h
和p
l
作用时，根据此时获得的d
1h
和d
2h
以及d
1l
和d
2l
计算变换器的输出功率标幺值p
oh
和p
ol
，计算方法为在等效电阻不为0的情况下，输出功率p
o
可以通过下式获得：
[0105]
p
o
＝p
o
′-
p
loss
[0106]
其中p
o
′
与p
loss
可以通过下列式子获得：
[0107]
p
h
作用时，
[0108][0109]
p
l
作用时，
[0110][0111]
再将p
h
和p
l
作用时的输出功率p
o
除以基准值就获得了对应标幺值p
oh
和p
ol
。
[0112]
在完成调整后，直流偏置优化模块将满足条件的d
1h
和d
2h
、d
1l
和d
2l
输出至控制脉冲组产生器中进行移相环节，移相环节中控制脉冲组采用扩展移相的控制方式作用于变换器时，内外移相比满足0≤d
1h
≤d
2h
≤1，0≤d
1l
≤d
2l
≤1，由控制脉冲组产生器将标准开关管的控制信号(本实施例中是v
p1
)根据d
1h
和d
2h
进行移相获得其余7个开关管的控制信号v
p2-v
p8
共同组成高功率移相控制脉冲组p
h
后输出至控制脉冲组选择器中，并将标准开关管的控制信号v
p1
根据d
1l
和d
2l
进行移相获得其余7个开关管的控制信号v
p2-v
p8
共同组成低功率移相控制脉冲组p
l
后输出至所述控制脉冲组选择器中。具体为：
[0113]
将原边h桥第一桥臂的上开关管s
1
的控制信号v
p1
移相d
1h
t
hs
得到原边h桥第二桥臂的下开关管s
4
的控制信号v
p4
，将原边h桥第一桥臂的上开关管s
1
的控制信号v
p1
移相d
2h
t
hs
得到副边h桥第一桥臂的上开关管s
5
的控制信号v
p5
和副边h桥第二桥臂的下开关管s
8
的控制信号v
p8
，又由于同一桥臂上下开关管的控制信号互补，两者相差t
hs
，通过将v
p1
、v
p4
、v
p5
、v
p8
分别移相t
hs
可以得到原边h桥第一桥臂的下开关管s
2
的控制信号v
p2
、原边h桥第二桥臂的上开关管s
3
的控制信号v
p3
、副边h桥第一桥臂的下开关管s
6
的控制信号v
p6
、副边h桥第二桥臂的上开关管s
7
的控制信号v
p7
，此时的v
p1
、v
p2
、v
p3
、v
p4
、v
p5
、v
p6
、v
p7
、v
p8
共同组成高功率移相控制脉冲组p
h
。
[0114]
p
l
的产生方式类似，将原边h桥第一桥臂的上开关管s
1
的控制信号v
p1
移相d
1l
t
hs
得到原边h桥第二桥臂的下开关管s
4
的控制信号v
p4
，将原边h桥第一桥臂的上开关管s
1
的控制信号v
p1
移相d
2l
t
hs
得到副边h桥第一桥臂的上开关管s
5
的控制信号v
p5
和副边h桥第二桥臂的下开关管s
8
的控制信号v
p8
，将v
p1
、v
p4
、v
p5
、v
p8
分别移相t
hs
得到原边h桥第一桥臂的下开关管s
2
的控制信号v
p2
、原边h桥第二桥臂的上开关管s
3
的控制信号v
p3
、副边h桥第一桥臂的下开关管s
6
的控制信号v
p6
、副边h桥第二桥臂的上开关管s
7
的控制信号v
p7
，此时的v
p1
、v
p2
、v
p3
、v
p4
、v
p5
、v
p6
、v
p7
、v
p8
共同组成低功率移相控制脉冲组p
l
。
[0115]
获得了高功率移相控制脉冲组p
h
和高功率移相控制脉冲组p
l
，利用控制脉冲组选择器根据每个采样周期t
s
开始时刻对u
o
与u
ref
的比较结果进行选择，当u
o
<u
ref
时，控制脉冲组选择器选取高功率移相控制脉冲组p
h
作为有效控制信号组输出，经过驱动电路提升驱动能力后控制开关管s
1-s
8
，使输出电压上升；当u
o
≥u
ref
时，控制脉冲组选择器选取低功率移相控制脉冲组p
l
作为有效控制信号组输出，经过驱动电路提升驱动能力后控制开关管s
1-s
8
，使输出电压下降，实现输出电压快速稳定于输出电压参考值。
[0116]
控制脉冲组选择器包括比较器、d触发器以及逻辑门，如图2所示，本实施例中逻辑门包括第一与门、第二与门和第一或门，比较器的正向输入端连接双有源桥dc-dc变换器的输出电压参考值u
ref
，其负向输入端连接电压采样模块输出的双有源桥dc-dc变换器的输出电压值u
o
，其输出端连接d触发器的数据输入端；d触发器的时钟端连接采样时钟信号，其q输出端连接第一与门的第一输入端，其输出端连接第二与门的第一输入端；采样时钟信号的采样周期为t
s
；第一与门的第二输入端连接控制脉冲组产生器输出的高功率移相控制脉冲组p
h
，其输出端连接第一或门的第一输入端；第二与门的第二输入端连接控制脉冲组产
生器输出的低功率移相控制脉冲组p
l
，其输出端连接第一或门的第二输入端；第一或门的输出端作为双有源桥dc-dc变换器的控制装置的输出端。通过比较器比较输出电压与输出电压的边界值，比较结果输入到d触发器的数据输入端，在开关周期的起始时刻，输出逻辑信号到与的输入端，通过两个与门和一个或门输出合适的控制脉冲组作为有效的控制脉冲组。
[0117]
下面用matlab/simulink软件对本实施例的控制方法进行时域仿真分析，结果如下：
[0118]
图3中(a)为本发明实施例的dab变换器在稳态条件下某一时段内的时域仿真波形图；图3中(a)的横轴为时间(ms)，纵轴为控制脉冲组v
p
(v)，输出电压u
o
(v)。从图3中(a)中可以看出，本发明提出的无直流偏置的双有源桥dc-dc的控制方法可以实现对dab变换器的输出电压的控制，控制脉冲组的组合方式为6p
h-5p
l
。图3中(b)为本发明实施例的dab变换器在稳态条件下，一个控制脉冲组循环周期内的时域仿真波形图；图3中(b)的横轴为时间(ms)，纵轴为控制脉冲组v
p
(v)，电感电流i
l
(a)。从图3中(b)中可以看出不同控制脉冲组作为有效控制信号时，移相比的大小不同，但半开关周期时的电感电流值相等，在控制脉冲组切换时无直流偏置的产生。
[0119]
图4中(a)与图4中(b)分别为本发明实施例的dab变换器在负载突变和输入电压突变时的时域仿真波形图。图5中(a)与图5中(b)分别为电压闭环控制dab变换器在负载突变和输入电压突变时的时域仿真波形图。图4、图5的横轴均为时间(s)，图4中(a)与图5中(a)的纵轴为输出电压u
o
(v)，输出电流i
o
(a)以及电感电流i
l
(a)，图4中(b)与图5中(b)的纵轴为输出电压u
o
(v)，输入电压u
in
(v)以及电感电流i
l
(a)。
[0120]
图4中(a)与图5中(a)分别在0.03s与0.25s处负载由10ω变为15ω，传统闭环控制的瞬态响应时间为0.125s，在负载突变时电感电流产生了直流偏置，采用本发明的dab变换器几乎没有瞬态响应时间，电感电流在负载突变时无直流偏置产生，系统立即进入稳态。图4中(b)与图5中(b)分别在0.03s与0.25s处输入电压由96v变为86v，传统闭环控制的瞬态响应时间为0.12s，采用本发明的dab变换器几乎没有瞬态响应时间，电感电流在输入电压突变时也几乎没有直流偏置产生，系统立即进入稳态。可见本发明的dab变换器具有在负载与输入电压突变时无直流偏置产生，同时具有很好的瞬态响应特性。
[0121]
图6中(a)为本发明实例在绕组电阻r
1
＝r
2
＝0.1ω，开关管通态电阻r
on
＝0.01ω的条件下得到的仿真时域波形图。图6中(b)为本发明实例在绕组电阻r
1
＝r
2
＝0.01ω，开关管通态电阻r
on
＝0.001ω的条件下得到的仿真时域波形图。图6中(a)与图6中(b)的纵轴为输出电压u
o
(v)，输出电流i
o
(a)以及电感电流i
l
(a)。可以看出在等效电阻阻值不同的条件下，负载突变时均无直流偏置产生，可见本发明的dab变换器在负载突变时不受等效电阻大小的影响，无直流偏置的产生。
[0122]
综上，结合图1和图2可见，本发明提出的控制装置的工作过程和原理是：在每个开关周期的开始时刻，电压采样电路对输出电压u
o
进行采样，输入到控制脉冲组选择器中与u
ref
进行比较；直流偏置优化环节根据i
ph
＝i
pl
及电感电流的表达式设置控制脉冲组作用于变换器时的内外移相比，并输入到控制脉冲组产生器中，控制脉冲组产生器根据直流偏置优化环节获得的两组移相比分别对标准开关管的控制信号进行移相处理，获得的两组离散移相控制脉冲组p
h
和p
l
到控制脉冲组选择器；控制脉冲组选择器通过比较采样输出电压u
o
与输出电压参考值u
ref
间的关系选择合适的控制脉冲组作为有效控制信号组输入到dab变换器的驱动电路。可见，采用以上控制装置可以方便可靠地实现本发明提出的控制方法，使得双有源桥dc-dc变换器在负载或输入电压突变及两个离散控制脉冲组切换时动态响应速度快、无直流偏置产生，消除了过大的直流偏置电流造成的损耗以及可能导致变压器磁饱和的影响，同时控制环路简单可靠，无需补偿网络与负载电流环路。
[0123]
上面仅对本发明的优选实施例作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施例，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下作出各种变化，各种变化均应包含在本发明的保护范围之内。本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型，比如利用其他结构实现充电电流对电容进行充电获取输出时钟信号、或者利用其他结构产生跟随输出时钟信号的变化而变化的控制信号，只要不脱离本发明的设计构思，都应属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。