一种级联H桥光伏并网逆变器调制波的配置策略的制作方法

一种级联h桥光伏并网逆变器调制波的配置策略
技术领域
1.本发明属于电气工程领域的光伏发电技术，具体涉及一种级联h桥光伏并网逆变器调制波的配置策略。


背景技术：

2.单相级联h桥(cascaded h
‑
bridge，chb)光伏并网逆变器因具有多个独立的直流母线，易于实现组件级的最大功率点追踪(maximum power point tracking，mppt)和组件可关断，在低压小功率户用光伏发电场合具有显著的优势。其多电平输出电压可以使开关器件工作在较低的开关频率，使用较小的滤波器就能够保证电网电流的谐波含量较小。此外，模块化的结构可以通过合理地配置h桥变换器的数目使交流侧输出电压达到电网电压等级，从而省去起隔离和升压作用的工频变压器，进一步降低系统的成本并提高效率和功率密度。因此，单相chb光伏并网逆变器具有广阔的发展前景和市场潜力。
3.对于单相chb光伏逆变器，每个h桥变换器都仅连接一个光伏组件，通过独立调节h桥变换器的直流母线电压，所有光伏组件都能够工作在自身的最大功率点，有助于提高系统的能量收获。然而，由于光照强度和环境温度的随机变化，部分光伏组件的最大输出功率可能会大幅度降低，导致h桥变换器之间传输的有功功率不平衡。由于流过每个h桥变换器的电流相同(均为电网电流)而传输的功率差异较大，会使输出功率较大的光伏组件对应的h桥变换器过调制，导致电网电流性能变差甚至系统不能正常运行。
4.目前，如何使单相chb光伏并网逆变器在功率不平衡条件下正常运行已经成为单相chb光伏并网逆变器的研究热点。文献“王付胜，张德辉，戴之强，杨乐.级联h桥光伏并网逆变器混合调制策略.电工技术学报，2016，33(1)：137
‑
145.”(《电工技术学报》2016年第33卷第1期第137
‑
145页)提出一种混合调制策略，采用低频方波调制和高频正弦波脉冲宽度调制波相结合的方式，可以将h桥变换器的线性调制范围扩大至4/π，进而避免了h桥变换器在某些功率不平衡条件下出现过调制。但是，该方法会造成h桥变换器直流母线电容电压波动较大，从而降低系统发电量。
5.文献“赵涛，张兴，毛旺，徐君，顾亦磊，赵德勇，江才.基于无功补偿的级联h桥光伏逆变器功率不平衡控制策略.中国电机工程学报，2017，37(17)：5076
‑
5085.”(《中国电机工程学报》2017年第37卷第17期第5076
‑
5085页)提出一种具有无功补偿功能的集中控制策略，遵循有功按比例分配和无功按需求分配的原则，保证功率严重不平衡时所有h桥变换器均不会过调制。但是，该方法会降低系统的功率因数，限制其在实际中的应用。
6.文献“tao zhao，xing zhang，wang mao，fusheng wang，jun xu，yilei gu，and xinyu wang.an optimized third harmonic compensation strategy for single
‑
phase cascaded h
‑
bridge photovoltaic inverter.ieee trans.ind.electron.，vol.65，no.11，pp.8635
‑
8645，nov.2018.”(tao zhao，xing zhang，wang mao，fusheng wang，jun xu，yilei gu，and xinyu wang，一种单相级联h桥光伏逆变器的优化三次谐波补偿策略，ieee工业电子杂志，2018年11月第65卷11期，第8635页到8645页)通过补偿三次谐波将h桥
变换器的线性调制范围扩大到1.155，能确保系统工作于单位功率因数且不会造成h桥直流侧电压波动过大。然而，该方法应对功率不平衡的能力较弱，不适用于功率严重不平衡的场景。
7.此外，于2019年8月2日公开授权的中国发明专利cn201710947222.8《扩大级联h桥型光伏逆变器运行范围的方波补偿控制方法》和2019年8月27日公开授权的中国发明专利cn201710948192.2《级联h桥型光伏并网逆变器的谐波补偿控制方法》各自提出了不同的谐波补偿策略，这两种方法均保留了三次谐波补偿策略的优点，并且能够将h桥变换器的线性调制范围扩大到4/π，这两种方法应对功率不平衡的能力要显著高于三次谐波补偿策略。但是，随着光伏组件输出功率的进一步不平衡，部分h桥变换器的调制度将大于4/π，此类方法也将失效。
8.综上所述，现有文献关于单相级联h桥光伏并网逆变器的控制策略还存在如下缺点：
9.1、混合调制策略可以将h桥变换器的线性调制范围从1扩大至4/π，但会增大h桥变换器直流母线电容电压的波动，降低系统的发电量。
10.2、无功功率补偿策略可以应对严重的功率不平衡情况，但此方法会降低系统的功率因数，实际中的应用可能会受到限制。
11.3、三次谐波补偿策略既不会加剧h桥变换器直流母线电容电压的波动又可保证系统单位功率因数运行，但该方法应对功率不平衡的能力较弱。
12.4、谐波补偿策略保留了三次谐波补偿策略的优点，且进一步扩大了h桥变换器的线性调制范围，但在更严重的功率不平衡情况下(例如，部分h桥变换器的调制度大于4/π)，谐波补偿策略也会失效。


技术实现要素：

13.本发明要解决的技术问题就是克服上述方案的局限性，提出一种级联h桥光伏并网逆变器调制波的配置策略，即使单相级联h桥光伏并网逆变器处于严重功率不平衡时导致部分h桥变换器的调制度大于4/π，依然可保证系统正常运行。相比于现有的方法，可进一步扩大系统运行范围。
14.为了实现以上目的，本发明所采用的技术方案为：一种级联h桥光伏并网逆变器调制波的配置策略，所述的级联h桥光伏并网逆变器为单相逆变器，包含n个相同的h桥变换器，n为大于1的正整数，每个h桥变换器均由四个全控型功率开关器件组成，每个h桥变换器前端各并联一个电容，每个电容分别与一个光伏组件并联，所述的功率自适应控制策略包括以下步骤：
15.步骤1，对电网电压和电网电流进行采样，得到电网电压的采样值v
g
和电网电流的采样值i
g
；对n个h桥变换器直流母线电容电压和n个光伏组件的输出电流进行采样，得到n个h桥变换器直流母线电容电压采样值v
dci
和n个光伏组件的输出电流采样值i
dci
，i＝1，2，...，n；
16.步骤2，根据步骤1得到的n个h桥变换器直流母线电容电压采样值v
dci
和n个光伏组件的输出电流采样值i
dci
，分别对n个光伏组件进行最大功率点追踪控制，得到n个光伏组件的最大功率点电压
17.步骤3，使用频率为2f
g
hz的陷波器对步骤1得到的n个h桥变换器直流母线电容电压采样值v
dci
进行滤波，f
g
为电网电压的频率，并将滤波后的n个h桥变换器直流母线电容电压采样值记为v
dcia
，i＝1，2，...，n；
18.步骤4，将步骤2得到的n个光伏组件的最大功率点电压作为h桥变换器直流母线电容电压的参考值，分别使用n个相同的电压调节器将滤波后的n个h桥变换器直流母线电容电压采样值v
dcia
控制为n个电压调节器的输出分别为n个h桥变换器的参考电流信号i
i
，i＝1，2，...，n，其计算式为：
[0019][0020]
其中，k
vp
为电压调节器的比例系数，k
vi
为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子；
[0021]
步骤5，将滤波后的n个h桥变换器直流母线电容电压采样值v
dcia
和步骤4得到的n个h桥变换器的参考电流信号i
i
相乘，得到n个h桥变换器的输出功率p
ci
，i＝1，2，...，n，其计算式为：
[0022]
p
ci
＝v
dcia
i
i
，i＝1，2，...，n
[0023]
步骤6，计算得到n个h桥变换器实际能够传输的有功功率p
i
以及级联h桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率p
t
，其计算式分别为：
[0024][0025][0026]
其中，
[0027]
为上一个控制周期计算出的第i个h桥变换器的调制度；
[0028]
为上一控制周期计算出的级联h桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率；
[0029]
为上一控制周期计算出的级联h桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值；
[0030]
步骤7，使用数字锁相环对步骤1得到的电网电压采样值v
g
进行锁相，得到电网电压的相位角ωt和电网电压的幅值v
g
；
[0031]
步骤8，根据步骤6得到的级联h桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率p
t
和步骤7得到的电网电压的幅值v
g
计算电网电流的幅值i
m
，其计算式为：
[0032][0033]
步骤9，根据步骤7得到的电网电压的相位角ωt以及步骤8得到的电网电流的幅值i
m
，计算电网电流的参考值其计算式为：
[0034][0035]
其中，cos(ωt)表示电网电压的相位角ωt的余弦值；
[0036]
步骤10，使用电流调节器将步骤1得到的电网电流的采样值i
g
控制为电网电流的参考值控制器的输出为级联h桥光伏并网逆变器的总调制电压v
t
，其计算式为：
[0037][0038]
其中，k
ip
为电流调节器的比例系数，k
ir
为电流调节器的谐振系数，ω
c
为截止频率，ω0为电网电压的角频率；
[0039]
步骤11，使用二阶带阻滤波器对级联h桥光伏并网逆变器的总调制电压v
t
的平方进行滤波，得到级联h桥光伏并网逆变器的总调制电压v
t
的平方的平均值，记为总调制电压平方平均值v
taver
，其计算式为：
[0040][0041]
其中，q表示二阶带阻滤波器的品质因数，ω1表示二阶带阻滤波器的固有角频率；
[0042]
步骤12，根据总调制电压平方平均值v
taver
计算得到级联h桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值v
tm
，其计算式为：
[0043][0044]
步骤13，根据步骤6计算出的n个h桥变换器实际能够传输的有功功率p
i
以及级联h桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率p
t
，步骤3得到的滤波后的n个h桥变换器直流母线电容电压采样值v
dcia
，步骤12得到的级联h桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值v
tm
，计算得到n个h桥变换器的调制度m
i
，i＝1，2，...，n，其计算式为：
[0045][0046]
步骤14，根据步骤13得到的n个h桥变换器的调制度m
i
判断系统的工作模式：
[0047]
若n个h桥变换器的调制度m
i
均不大于1，系统的工作模式记为模式1，执行步骤15；
[0048]
若n个h桥变换器中至少有一个h桥变换器的调制度介于1～4/π之间，其余h桥变换器的调制度不大于1，系统的工作模式记为模式2，执行步骤16；
[0049]
若n个h桥变换器中至少有一个h桥变换器的调制度大于4/π，系统的工作模式，记为模式3，执行步骤17；
[0050]
步骤15，当系统的工作模式为模式1时，n个h桥变换器的调制波m
i
的计算式如下：
[0051][0052]
步骤16，当系统的工作模式为模式2时，首先将第1，2，
…
，x个h桥变换器的调制度设定介于1～4/π之间，第x+1，
…
，n个h桥变换器的调制度设定不大于1，x为小于n的正整数；
[0053]
步骤16.1，根据步骤13计算得到的n个h桥变换器的调制度m
i
，计算出第1～x个h桥变换器的调制波m
i
，i＝1，2，...，x，其计算式为：
[0054]
[0055]
其中，
[0056][0057]
与均为计算过程的中间变量，表示的反正弦值；
[0058]
步骤16.2，计算出第1～x个h桥变换器输出的总谐波电压v
pt1
，其计算式为：
[0059][0060]
步骤16.3，设使级联h桥光伏并网逆变器的交流输出电压不含有所补偿的谐波分量，第x+1～n个h桥变换器需要输出的总谐波电压v
nt1
的计算式为：
[0061][0062]
步骤16.4，计算出第x+1～n个h桥变换器的调制波m
i
，i＝x+1，...，n，其计算式为：
[0063][0064]
其中，v
himax1
为计算过程的中间变量，其计算式为：
[0065]
v
himax1
＝(1
‑
m
i
)v
dcia
，i＝x+1，
…
，n
[0066]
步骤17，当系统的工作模式为模式3时，首先将第1，2，
…
，y个h桥变换器的调制度设定大于4/π，第y+1，
…
，z个h桥变换器的调制度设定介于1到4/π之间，第z+1，
…
，n个h桥变换器的调制度设定不大于1，y和z均为正整数且y＜z＜n；
[0067]
步骤17.1，由于存在调制度大于4/π的h桥变换器，超出了h桥变换器的最大线性调制范围，需要计算出采用功率自适应后n个h桥变换器的调制度s
i
，i＝1，2，...，n，其计算式为：
[0068][0069]
步骤17.2，根据步骤17.1计算出的采用功率自适应后n个h桥变换器的调制度s
i
，计算出第1～z个h桥变换器的调制波m
i
，i＝1，2，...，z，其计算式为：
[0070][0071]
其中，
[0072][0073]
与ψ
i
均为计算过程的中间变量，表示的反正弦值；
[0074]
步骤17.3，计算出第1～z个h桥变换器输出的总谐波电压v
pt2
，其计算式为：
[0075][0076]
步骤17.4，设使级联h桥光伏并网逆变器的交流输出电压不含有所补偿的谐波分量，第z+1～n个h桥变换器需要输出的总谐波电压v
nt2
的计算式为：
[0077][0078]
步骤17.5，计算出第z+1～n个h桥变换器的调制波m
i
，i＝z+1，...，n，其计算式为：
[0079][0080]
其中，v
himax2
为计算过程中的中间变量，其计算式为：
[0081]
v
himax2
＝(1
‑
s
i
)v
dcia
，i＝z+1，
…
，n。
[0082]
本发明相对现有技术的有益效果是：
[0083]
1、相比于现有文献所提出的谐波补偿策略，本方法能够进一步扩大单相级联h桥逆变器的线性调制范围，使其能够应对更加严重的功率不平衡情况；
[0084]
2、本方法能够在光伏组件输出功率严重不平衡时，保证单相级联h桥光伏并网逆变器稳定运行，不影响逆变器功率因数，也不会加剧h桥变换器直流母线电容电压的波动。
附图说明
[0085]
图1是本发明实施的单相级联h桥光伏并网逆变器的主电路拓扑结构。
[0086]
图2是本发明实施的单相级联h桥光伏并网逆变器调制波的配置策略框图。
[0087]
图3是本发明实施的h桥变换器调制波计算的流程图。
[0088]
图4是第i个h桥变换器的调制波m
i1
与其对应的中间变量的关系图。
具体实施方式
[0089]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及实施例，对本发明做进一步清楚、完整地描述。
[0090]
图1为本发明实施的单相级联h桥光伏并网逆变器的主电路拓扑结构，包括含n个相同的h桥变换器，每个h桥变换器都由四个带反并联二极管的全控型开关器件组成。每个h桥变换器前端各并联一个直流母线电容电容c
i
(i＝1，2，
…
，n)，每个直流母线电容电容分别与一块光伏电池pv
i
(i＝1，2，
…
，n)连接。所有h桥变换器的交流输出端相互串联后，通过
滤波电感l
f
与电网连接。图中v
dci
和i
dci
(i＝1，2，
…
，n)分别表示第i个h桥变换器直流母线电容电压采样值和对应光伏组件的输出电流采样值，v
g
和i
g
分别表示电网电压采样值和电网电流采样值。本实施中，每个h桥变换器前级并联的直流母线电容电容c
i
均为27.2mf，i＝1，2，
…
，n，滤波电感l
f
为1.5mh，电网电压的幅值和频率分别为120v和50hz。
[0091]
图2为本发明实施的单相级联h桥光伏并网逆变器的调制波的配置策略控制框图，它由一个主控制器和n个h桥控制器组成。主控制器实现h桥变换器传输功率匹配控制、电网电流控制以及计算n个h桥变换器的调制波m
i
(i＝1，2，
…
，n)。h桥控制器实现光伏组件的最大功率点追踪(maximum power point tracking，mppt)控制、h桥变换器直流母线电容电压控制以及根据主控制器计算的h桥变换器的调制波m
i
采用载波移相正弦波脉冲宽度调制(carrier phase
‑
shifted sinusoidal pulse width modulation，cps
‑
spwm)生成对应h桥变换器的四个全控型开关器件的驱动信号q
ij
，ii1，2，...，n，j＝1，2，3，4。
[0092]
图3是本发明实施的h桥变换器调制波计算的流程图，首先根据n个h桥变换器的调制度m
i
判断系统的工作模式，参照不同工作模式下h桥变换器调制波的计算方法，得到n个h桥变换器的调制波m
i
，然后根据cps
‑
spwm计算n个h桥变换器的开关驱动信号。
[0093]
图4是第i个h桥变换器的调制波m
i1
与其对应的中间变量的关系图，可以看出，是通过对m
i1
做幅值为1的限幅运算得到的。
[0094]
参见图1、图2、图3和图4，本发明的实施过程如下：
[0095]
步骤1，对电网电压和电网电流进行采样，得到电网电压的采样值v
g
和电网电流的采样值i
g
；对n个h桥变换器直流母线电容电压和n个光伏组件的输出电流进行采样，得到n个h桥变换器直流母线电容电压采样值v
dci
和n个光伏组件的输出电流采样值i
dci
，i＝1，2，...，n。
[0096]
步骤2，根据步骤1得到的n个h桥变换器直流母线电容电压采样值v
dci
和n个光伏组件的输出电流采样值i
dci
，分别对n个光伏组件进行最大功率点追踪控制，得到n个光伏组件的最大功率点电压
[0097]
步骤3，使用频率为2f
g
hz的陷波器对步骤1得到的n个h桥变换器直流母线电容电压采样值v
dci
进行滤波，f
g
为电网电压的频率，并将滤波后的n个h桥变换器直流母线电容电压采样值记为v
dcia
，i＝1，2，...，n。
[0098]
步骤4，将步骤2得到的n个光伏组件的最大功率点电压作为h桥变换器直流母线电容电压的参考值，分别使用n个相同的电压调节器将滤波后的n个h桥变换器直流母线电容电压采样值v
dcia
控制为n个电压调节器的输出分别为n个h桥变换器的参考电流信号i
i
，i＝1，2，...，n，其计算式为：
[0099][0100]
其中，k
vp
为电压调节器的比例系数，k
vi
为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子。本实施中，k
vp
＝10，k
vi
＝350。
[0101]
步骤5，将滤波后的n个h桥变换器直流母线电容电压采样值v
dcia
和步骤4得到的n个h桥变换器的参考电流信号i
i
相乘，得到n个h桥变换器的输出功率p
ci
，i＝1，2，...，n，其计算式为：
[0102]
p
ci
＝v
dcia
i
i
，i＝1，2，...，n
[0103]
步骤6，计算得到n个h桥变换器实际能够传输的有功功率p
i
以及级联h桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率p
t
，其计算式分别为：
[0104][0105][0106]
其中，
[0107]
为上一个控制周期计算出的第i个h桥变换器的调制度，具体地，它的取值就是级联h桥光伏并网逆变器在上一个控制周期中步骤13计算出的m
i
。
[0108]
为上一控制周期计算出的级联h桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率，具体地，它的取值就是级联h桥光伏并网逆变器在上一个控制周期中步骤6计算出的p
t
。
[0109]
为上一控制周期计算出的级联h桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值，具体地，它的取值就是级联h桥光伏并网逆变器在上一个控制周期中步骤12计算出的v
tm
。
[0110]
根据p
i
的计算可知，对于调制度大于4/π的h桥变换器，其参考功率并未使用电压调节器的输出值计算，而是直接设定其实际传输的功率。因此，调制度大于4/π的h桥变换器的直流母线电容电压并没有直接被控制。此外，在计算n个h桥变换器实际能够传输的有功功率时，使用了上一个控制周期计算出的第i个h桥变换器的调制度上一控制周期计算出的级联h桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率以及上一控制周期计算出的级联h桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值也就是说，整个系统的控制会有一拍的延迟。
[0111]
步骤7，使用数字锁相环对步骤1得到的电网电压采样值v
g
进行锁相，得到电网电压的相位角ωt和电网电压的幅值v
g
。
[0112]
步骤8，根据步骤6得到的级联h桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率p
t
和步骤7得到的电网电压的幅值v
g
计算电网电流的幅值i
m
，其计算式为：
[0113][0114]
步骤9，根据步骤7得到的电网电压的相位角ωt以及步骤8得到的电网电流的幅值i
m
，计算电网电流的参考值其计算式为：
[0115][0116]
其中，cos(ωt)表示电网电压的相位角ωt的余弦值。
[0117]
步骤10，使用电流调节器将步骤1得到的电网电流的采样值i
g
控制为电网电流的参考值控制器的输出为级联h桥光伏并网逆变器的总调制电压v
t
，其计算式为：
[0118][0119]
其中，k
ip
为电流调节器的比例系数，k
ir
为电流调节器的谐振系数，ω
c
为截止频率，
ω0为电网电压的角频率。本实施例中，ω0＝100πrad/s，ω
c
＝π，k
ip
＝3.2，k
ir
＝450。
[0120]
步骤11，使用二阶带阻滤波器对级联h桥光伏并网逆变器的总调制电压v
t
的平方进行滤波，得到级联h桥光伏并网逆变器的总调制电压v
t
的平方的平均值，记为总调制电压平方平均值v
taver
，其计算式为：
[0121][0122]
其中，q表示二阶带阻滤波器的品质因数，ω1表示二阶带阻滤波器的固有角频率。
[0123]
其中，q表示二阶带阻滤波器的品质因数，ω1表示二阶带阻滤波器的固有角频率；本实施例中，q＝0.707，ω0＝200πrad/s。之所以ω0＝200πrad/s，是因为当电网电压的频率为50hz时，级联h桥光伏并网逆变器的总调制电压vt也是50hz的交流量，因此余了直流分量外还包含100hz交流分量。因此，这里采用二阶带阻滤波器主要是为了滤除中的100hz交流分量，得到的直流分量。
[0124]
步骤12，根据总调制电压平方平均值v
taver
计算得到级联h桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值v
tm
，其计算式为：
[0125][0126]
步骤13，根据步骤6计算出的n个h桥变换器实际能够传输的有功功率p
i
以及级联h桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率p
t
，步骤3得到的滤波后的n个h桥变换器直流母线电容电压采样值v
dcia
，步骤12得到的级联h桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值v
tm
，计算得到n个h桥变换器的调制度m
i
，i＝1，2，...，n，其计算式为：
[0127][0128]
步骤14，根据步骤13得到的n个h桥变换器的调制度m
i
判断系统的工作模式：
[0129]
若n个h桥变换器的调制度m
i
均不大于1，系统的工作模式记为模式1，执行步骤15；
[0130]
若n个h桥变换器中至少有一个h桥变换器的调制度介于1～4/π之间，其余h桥变换器的调制度不大于1，系统的工作模式记为模式2，执行步骤16；；
[0131]
若n个h桥变换器中至少有一个h桥变换器的调制度大于4/π，系统的工作模式，记为模式3，执行步骤17。
[0132]
这一步骤主要是根据n个h桥变换器的调制度m
i
判断系统的工作模式，在不同的工作模式下，调制波m
i
的计算方法也有所不同；若系统工作于模式1，接下来仅执行步骤15，而步骤16和步骤17将不再执行；若系统工作于模式2，接下来仅执行步骤16，而步骤15和步骤17将不再执行；若系统工作于模式3，接下来仅执行步骤17，而步骤15和步骤16将不再执行；
[0133]
步骤15，当系统的工作模式为模式1时，n个h桥变换器的调制波m
i
的计算式如下：
[0134][0135]
步骤16，当系统的工作模式为模式2时，首先将第1，2，
…
，x个h桥变换器的调制度设定介于1～4/π之间，第x+1，
…
，n个h桥变换器的调制度设定不大于1，x为小于n的正整数；
[0136]
步骤16.1，根据步骤13计算得到的n个h桥变换器的调制度m
i
，计算出第1～x个h桥变换器的调制波m
i
，i＝1，2，...，x，其计算式为：
[0137][0138]
其中，
[0139][0140]
与均为计算过程的中间变量，表示的反正弦值。从计算公式可知，m
i
是对中间变量做幅值为1的限幅运算得到的，其波形示意图如图4所示。由于步骤16.1得到了第1～x个h桥变换器的调制度m
i
，根据调制度m
i
计算出中间变量再根据计算出中间变量计算出中间变量与m
i
的表达式是一个超越方程，实际应用中，为减小控制器的计算量，可使用查表法或曲线拟合法根据m
i
计算出
[0141]
步骤16.2，计算出第1～x个h桥变换器输出的总谐波电压v
pt1
，其计算式为：
[0142][0143]
步骤16.3，设使级联h桥光伏并网逆变器的交流输出电压不含有所补偿的谐波分量，第x+1～n个h桥变换器需要输出的总谐波电压v
nt1
的计算式为：
[0144][0145]
步骤16.4，计算出第x+1～n个h桥变换器的调制波m
i
，i＝x+1，...，n，其计算式为：
[0146][0147]
其中，v
himax1
为计算过程的中间变量，其计算式为：
[0148]
v
himax1
＝(1
‑
m
i
)v
dcia
，i＝x+1，
…
，n
[0149]
步骤17，当系统的工作模式为模式3时，首先将第1，2，
…
，y个h桥变换器的调制度设定大于4/π，第y+1，
…
，z个h桥变换器的调制度设定介于1到4/π之间，第z+1，
…
，n个h桥变换器的调制度设定不大于1，y和z均为正整数且y＜z＜n；
[0150]
步骤17.1，由于存在调制度大于4/π的h桥变换器，超出了h桥变换器的最大线性调制范围，需要计算出采用功率自适应后n个h桥变换器的调制度s
i
，i＝1，2，...，n，其计算式为：
[0151][0152]
步骤17.2，根据步骤17.1计算出的采用功率自适应后n个h桥变换器的调制度s
i
，计算出第1～z个h桥变换器的调制波m
i
，i＝1，2，...，z，其计算式为：
[0153][0154]
其中，
[0155][0156]
与ψ
i
均为计算过程的中间变量，表示的反正弦值。此步骤中，h桥调制波m
i
的计算方法与步骤16.2相同，不同之处仅仅是h桥变换器的调制度由m
i
变为s
i
。
[0157]
步骤17.3，计算出第1～z个h桥变换器输出的总谐波电压v
pt2
，其计算式为：
[0158][0159]
步骤17.4，设使级联h桥光伏并网逆变器的交流输出电压不含有所补偿的谐波分量，第z+1～n个h桥变换器需要输出的总谐波电压v
nt2
的计算式为：
[0160][0161]
步骤17.5，计算出第z+1～n个h桥变换器的调制波m
i
，i＝z+1，...，n，其计算式为：
[0162][0163]
其中，v
himax2
为计算过程中的中间变量，其计算式为：
[0164]
v
himax2
＝(1
‑
s
i
)v
dcia
，i＝z+1，
…
，n。
[0165]
所有h桥变换器的调制波配置完毕后，采用载波移相正弦波脉冲宽度调制策略可以得到所有h桥变换器的开关驱动信号。所述的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略指的是级联h桥变换器普遍运用的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略，这是级联h桥变换器中使用较多且较为成熟的技术。很有文献对载波移相正弦波脉冲宽度调制都有详细地描述，如周京华和陈亚爱2013年在机械工业出版社出版的专著《高性能级联型多电平变换器原理及应用》中的第84
‑
88页。
[0166]
本发明公开了一种级联h桥光伏并网逆变器调制波的配置策略应用于包含有n个h桥变换器级联的光伏并网系统。基于本发明的实施例，本领域的技术人员在没有做出创造性劳动的前提下获得的其它实施例，均应属于本专利的保护范围。