自动均压开关网络、直流变换器、控制系统及控制方法

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种自动均压开关网络、直流变换器、控制系统及控制方法。

背景技术：

高压直流输电系统具有功率密度高、传输线路损耗小等优点，广泛应用于工业配电网、新能源发电以及电气化铁路等场合。但是对于配电网络和用户而言，一般只有数百伏电压。用于高压输电（数十千伏）与低压用电（数百伏）之间的高变比（高变比是指输入电压与输出电压之比很大：例如高压输入电压等级为数十千伏，而输出电压为数百伏）降压直流变换器是实现不同电压等级互联的关键设备之一。高压输入低压输出的直流应用场合对变换器的器件应力要求较高，限于器件技术限制，单个变换器难以满足要求。在这种场合中常用的直流变换器采用输入串联输出并联结构。输入串联输出并联直流变换器采用多个子模块在输入端串联，在输出端并联而成。在子模块电气参数不一致、控制信号不一致的情况下输入均压电容上的电压可能发散，使得系统的可靠性降低。为了平衡输入均压电容电压，往往需要额外的输入均压控制，输入均压控制需要采样每个子模块的输入电压信息，由于每个子模块的输入电压存在稳态电位差，高绝缘的隔离采样往往需要光纤传输至低压侧后再将控制信号传输至每个子模块中，这在子模块数量较多的情况下极大地增加了控制系统的复杂度和成本。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种自动均压开关网络、直流变换器、控制系统及控制方法，在没有额外的输入均压控制的情况下实现输入均压电容上的电压平衡。

一种自动均压开关网络，包括多个串联的半桥子模块；相邻两个半桥子模块共用一个功率开关管。

上述相邻两个半桥子模块共用一个功率开关管是指：第一个半桥子模块的最后一个功率开关管即为第二个半桥子模块的第一个功率开关管，第二个半桥子模块的最后一个开关管即为第三个半桥子模块的第一个功率开关管，依此类推。本发明的自动均压开关网络中，由于相邻两个半桥子模块共用一个功率开关管，因此有多个直流电容（即均压电容）串联，在一个开关周期内，每个均压电容均与其相邻的均压电容并联均压，从而在没有额外的输入均压控制的情况下实现了均压电容上的电压平衡，避免了均压电容发散的风险。

为了简化结构，本发明的半桥子模块包括两个串联的功率开关管，所述两个串联的功率开关管组成的串联支路与直流电容并联。

所有半桥子模块的所有功率开关管开关频率相同，降低控制难度。

本发明中，设所述多个串联的半桥子模块中的功率开关管两端的编号依次为a1、a2，……，an，则ai、aj形成交流输入端口；其中，i=1，2，……，n；j=1，2，……，n；j＞i，且j与i之差为奇数。。该自动均压网络使用方便，便于按照不同的设计需求与应用场合灵活配置合适的自动均压开关网络以及整流电路。优选地，由ai、aj形成的交流输入端口的电压方波为输入电压的1/(j-i)。在实际应用中可以根据端口编号之差、输入电压与额定输出电压设计包含本发明自动均压开关网络的直流变换器的变压器的变比。

本发明还提供了一种直流变换器，其包括上述自动均压开关网络；所述自动均压开关网络与至少一个变换支路连接；所述变换支路包括谐振腔电路；所述谐振腔电路与整流电路连接；所有整流电路均接入滤波电路。

本发明的直流变换器具有模块可以自由组合的特点，可以按照不同的设计需求与应用场合灵活配置合适的自动均压开关网络以及整流电路。本发明的直流变换器在没有额外的输入均压控制的情况下如果也能实现输入均压电容上的电压平衡，兼具高可靠性和低复杂度，可以解决高压输入低压输出的直流应用场合的直流变换器存在的可靠性、低成本和低复杂度难以兼顾的问题。

所述整流电路包括变压器；所述变压器原边与所述谐振腔电路输出端连接；所述变压器副边与整流桥输入端连接。整流电路结构简单，成本低，可靠性高。

直流变换器的输出电压与所述变压器的变比成正比。便于设计变压器时按照额定工况下的输出电压设计变压器的变比。

本发明的直流变换器中的模块可以根据使用需要自由组合，例如：

所述变换支路数量为1个，该变换支路中的谐振腔电路与任一功率开关管并联；或者，所述变换支路数量为2个，两个变换支路中的两个谐振腔电路各与一个所述功率开关管并联；或者，所述变换支路数量为4个，四个变换支路中的四个谐振腔电路各与一个所述功率开关管并联；或者，所述变换支路数量为1个，该变换支路中的谐振腔电路两个输入端分别接交流输入端口am和ak，其中，m=1，2，……，n；k=1，2，……，n；且m-k≥3，且m-k为奇数。

为了满足大功率需求，本发明的变换支路可以设置多个并联的整流电路；所有整流电路的输入端均与该变换支路的谐振腔电路输出端连接。

本发明还提供了一种上述直流变换器的控制系统，其包括压控振荡器；所述压控振荡器输入端与滤波电路输出端连接；所述压控振荡器输出端与过零比较器连接。该控制系统无需再采样每个半桥子模块的输入电压信息，简化了控制的复杂度。

作为一个发明构思，本发明还提供了一种上述直流变换器的控制方法，其特征在于，包括：

当直流变换器运行在开环模式中，相邻两个功率开关管的控制信号相反，功率开关管的开关频率fs与串联谐振频率fr相同，功率开关管满占空比运行；

当所述直流变换器运行在变频控制中时，将降压直流变换器输出端口电压的参考值vref与采样得到的降压直流变换器输出端口电压vo作差后送入pi控制器，通过pi调节得到功率开关管的开关信号。

本发明的控制方法可以通过本发明的控制系统实现。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：

1、本发明输入端采用了串联结构，降低了功率开关管的电压应力；随着开关管的开关动作，在一个开关周期内所有的输入均压电容与相邻的输入均压电容进行并联均压，从而实现了输入均压电容的自动均压能力，避免了输入均压电容电压发散的风险，显著提高了系统的可靠性；

2、无需采样每个半桥子模块的输入电压信息即可实现均压控制，降低了控制系统的复杂度和成本；

3、所有功率开关管采用统一开关频率控制，进一步降低了控制难度；

4、所有功率开关管和变压器实现软开关，提高了直流变换器的工作效率；

5、本发明的直流变换器具有完全模块化结构特点，可以按照设计需求和应用场合灵活配置合适的自动均压开关网络以及整流电路。

附图说明

图1是本发明自动均压开关网络电路原理图；

图2是本发明直流变换器结构框图；

图3是本发明整流电路结构示意图；

图4为2倍降压，单路输出的自动均压高变比降压直流变换器电路图；

图5为2倍降压，2路输出并联的自动均压高变比降压直流变换器电路图；

图6为2倍降压，4路输出并联的自动均压高变比降压直流变换器电路图；

图7为1倍降压，单路输出的自动均压高变比降压直流变换器电路图；

图8为基于图4连接方式增加变压器的自动均压高变比降压直流变换器电路图；

图9为自动均压高变比降压直流变换器工作原理示意图；(a)s1，s3开关闭合；(b)s2，s4开关闭合；

图10是本发明拓扑结构控制框图；(a)为开环控制框图；(b)为变频控制框图；

图11是图4所示的2倍降压，单路输出的自动均压高变比降压直流变换器的仿真波形；(a)开关频率为60khz；(b)开关频率为48khz。

具体实施方式

如图1，本发明的自动均压开关网络包括n个半桥子模块，每个半桥子模块包括两个并联的支路，其中一个支路为由两个功率开关管串联而成的串联支路，另一个支路为直流电容（均压电容）。例如，图1中，半桥子模块1包括功率开关管s1、功率开关管s2和直流电容c1；功率开关管s1、功率开关管s2串联，直流电容c1与功率开关管s1、功率开关管s2所在支路并联。本发明相邻两个半桥子模块共用一个功率开关管。从图1可以看出，半桥子模块1与半桥子模块2共用功率开关管s2，半桥子模块n-2与半桥子模块n-1共用功率开关管sn-1，依此类推。

功率开关管可以是igbt、mosfet、igct或gto等半导体电子开关。

本发明的多个半桥子模块串联后形成多个交流输入端口，假设多个串联的半桥子模块中的功率开关管两端的编号依次为a1、a2，……，an，则ai、aj形成交流输入端口；其中，i=1，2，……，n；j=1，2，……，n；j＞i，且j与i之差为奇数。如图1中的a1与a2、a2与a3、a1与a4等。从由ai、aj形成交流输入端口的电压方波为输入电压的1/(j-i)。在实际应用中可以根据端口编号之差、输入电压与额定输出电压设计变压器的变比。

本发明的自动均压高变比降压直流变换器如图2所示，其包括自动均压开关网络、谐振腔电路、整流电路以及滤波电路四部分，其中，自动均压开关网络两输入端接入输入电压vin，滤波电路的两端连接负载。本发明特别之处在于输入端采用多个半桥子模块实现输入均压电容自动均压，半桥子模块串联后形成多个交流输入端口，每个交流输入端口接入谐振网络，再经过高频变压器、整流桥和滤波电容可得到低压直流输出。所有功率开关管采用同一开关频率控制，开关信号频率fs与串联谐振频率fr相同，满占空比运行，保证了所有功率开关管和高频整流二极管的软开关。所述自动均压高变比降压直流变换器的输出电压与高频变压器的变比成正比。整流桥结构可以为半桥或者全桥结构。

整流电路结构如图3所示，整流桥结构可以为半桥或者全桥结构，变压器可以带中心抽头可也以不带中心抽头。本实施例中的变压器为高频变压器。

基于图1，可以根据实际使用需求对本发明的直流变压器模块进行如下组合：

图4为2倍降压，单路输出的自动均压高变比降压直流变换器实施方案；

图5为2倍降压，2路输出并联的自动均压高变比降压直流变换器实施方案；

图6为2倍降压，4路输出并联的自动均压高变比降压直流变换器实施方案；

图7为1倍降压，单路输出的自动均压高变比降压直流变换器实施方案；

除图4～图7的实施方案外，其他使用图1连接方式的实施方案也在本发明保护范围内。

如果图4～图7中高频变压器的t1、t2、t3、t4不能满足大功率要求，可以在图4～图7基础上推出新的连接方案图8，即新增加高频变压器t5和原有t1原边绕组并联、副边绕组并联。新增加高频变压器t6和原有t2原边绕组并联、副边绕组并联。如果需要更大的输出电流，可以采用类似图8所示的方法将将变压器扩展到3个以上或更多，输出整流桥也相应扩展到3个以上或更多。

这里以这里以图4所示的2倍降压，单路输出的自动均压高变比降压直流变换器为例，介绍本发明工作原理：s1、s2、s3、s4组成自动均压开关网络；lr、lm、cr组成谐振腔电路；整流电路可以是半桥也可以是全桥结构；cf为滤波电容；rl为负载。如图9所示，当所述自动均压高变比降压直流变换器中的s1，s3开关闭合后，输入均压电容c1与c2并联，c3与c4并联。当所述自动均压高变比降压直流变换器中的s2，s4开关闭合后，输入均压电容c2与c3并联，c4与c5并联。在一次开关周期内，输入均压电容c1、c2、c3、c4均与其相邻的电容并联过一次，因此在一次开关周期内，输入均压电容c1、c2、c3、c4电容电压均可以得到平衡。

参照图10所示自动均压高变比降压直流变换器的控制方法，(a)为开环控制框图，相邻的功率开关管开关信号互补，开关频率与谐振网络的串联谐振频率相同。(b)为变频控制框图，通过将输出端口电压的参考值vref与采样得到的输出端口电压vo作差后送入pi控制器，得到压控振荡器的参考值，通过选择合适的基准频率和压频敏感系数可以改变压控振荡器的输出频率，将压控振荡器的输出接过零比较器即可得功率开关管的开关信号。其中，基准频率应该与串联谐振频率相近（例如选择基准频率为串联谐振频率的80%～95%）。压频敏感系数越大，则变换器的动态调节速度越快，但是输出电压在短时间内可能会产生剧烈波动；压频敏感系数越小，则变换器的动态调节速度越慢，输出电压变化平缓。在不同负载以及不同的输出端口电压的参考值vref情况下，控制器可以通过输出电压闭环控制实现输出电压的无静差跟踪。

图11为图4所示的2倍降压，单路输出的自动均压高变比降压直流变换器的仿真波形，仿真参数设计如下：输入电压vin=1000v，输入均压电容c1=c2=c3=110μf，谐振电感为lr=4.5μh，谐振电容为cr=1.67μf，励磁电感为lm=29μh。高频变压器变比为1:1，输出滤波电容cf=220μf，负载rl=20ω。

在图11的(a)中，开关频率为60khz，满占空比，此时输出电压为250v。i(s1)、i(s2)、i(s3)、i(s4)分别是开关管s1、s2、s3、s4的电流波形，i(lr1)、i(lm1)分别为流过谐振电感lr与励磁电感lm的电流，vc1、vc2、vc3分别为输入均压电容c1、c2、c3的电压。由仿真结果看，输入均压电容c1、c2、c3的电压波动不超过1v，可实现自动均压。

在图11的(b)中，开关频率为48khz，满占空比，此时输出电压为290v。i(s1)、i(s2)、i(s3)、i(s4)分别是开关管s1、s2、s3、s4的电流波形，i(lr1)、i(lm1)分别为流过谐振电感lr与励磁电感lm的电流，vc1、vc2、vc3分别为输入均压电容c1、c2、c3的电压。由仿真结果看，输入均压电容c1、c2、c3的电压波动不超过1v，依然可实现自动均压。