车用电机控制系统及控制方法与流程

本发明涉及车用电机技术领域，特别涉及一种车用电机控制系统及控制方法。

背景技术：

车用永磁同步电机呈现高速化、多极化发展趋势，但是受逆变器的igbt功率器件的性能限制，车用逆变器控制频率始终保持在10khz左右，这就使得电机在较高转速时，其相电流谐波频率会超过逆变器采样的奈奎斯特频率(采样频率的一半)时，导致采样混叠现象的出现，进而引发控制系统在某些转速点对低频信号的不期望控制，产生较大的低频转矩脉动。

以极对数为6的某款永磁同步电机为例，图1揭示了电流谐波采样混叠现象，上部的波形为输入信号，下部的波形为采样结果，其在电机机械转速为8320rpm时对应的相电流基波频率为832hz时，其对应的12次d-q轴谐波电流频率为9984hz，这就使得电流采样频率为10khz时，采样结果中出现16hz的低频信号，如图1所示。

从图1中的采样结果看以得知，采样结果中仅存在16hz低频信号，而电机控制系统会对该16hz低频信号进行闭环控制，进而导致电机转矩、直流母线电流、控制电压等中均出现真实的16hz低频波动，尤其是高速下低频的转矩波动会大大降低整车驾驶体验，严重时甚至会危及行车安全。图2中即为真实电机转速在8333rpm附近出现的响应情况，可以看出转矩脉动、电机转速以及相电流均出现了不同程度的低频波动。

现有的针对采样混叠现象的解决方案主要是应用在电网系统中，其基本原理是在控制信号采样前端利用硬件模块设计的“抗混叠滤波器”滤除其中超过采样频率一半的高频信号，这样在控制端则不会出现采样混叠产生的低频信号，但是采用硬件设计的“抗混叠滤波器”会额外增加系统成本，且针对车用电驱动系统采样混叠现象，目前并没有给出完整地解决方案。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种车用电机控制系统及控制方法，以解决现有的采样混叠现象引发电机控制系统低频转矩脉动的问题。

为解决上述技术问题，本发明提供一种车用电机控制系统，所述车用电机控制系统连接在逆变器和车用电机之间，所述车用电机控制系统包括抗混叠滤波器单元，其中：

所述逆变器用于向所述车用电机提供输入电流，以驱动所述车用电机旋转；

所述抗混叠滤波器单元用于根据所述车用电机的输出电流得到所述车用电机滤波后的d轴输出电流采样值和滤波后的q轴输出电流采样值；

所述逆变器的闭环调节单元用于根据所述滤波后的d轴输出电流采样值和所述滤波后的q轴输出电流采样值调节所述输入电流。

可选的，在所述的车用电机控制系统中，所述车用电机控制系统包括还传统电流采样单元和工况判别单元；

所述车用电机的三相电流输入至所述传统电流采样单元和所述抗混叠滤波器单元，所述车用电机的转矩和转速输入至所述工况判别单元；

所述传统电流采样单元将所述车用电机的三相电流转换为坐标变换d轴基波和坐标变换q轴基波；

所述抗混叠滤波器单元将所述车用电机的三相电流转换为坐标变换d轴滤波和坐标变换q轴滤波；

所述工况判别单元根据所述车用电机的转矩和转速判断实时工况；

所述工况判别单元根据所述实时工况选择将所述坐标变换d轴基波或所述坐标变换d轴滤波作为滤波后的d轴输出电流采样值；

所述工况判别单元根据所述实时工况选择将所述坐标变换q轴基波或所述坐标变换q轴滤波作为滤波后的q轴输出电流采样值。

可选的，在所述的车用电机控制系统中，所述抗混叠滤波器单元包括fir滤波模块、坐标变换模块和相位补偿模块，其中：

所述车用电机的三相电流包括a相电流、b相电流和c相电流；

所述fir滤波模块将所述a相电流、b相电流和c相电流进行滤波；

所述坐标变换模块将滤波后的所述a相电流、b相电流和c相电流转换为所述坐标变换d轴滤波和所述坐标变换q轴滤波；

所述相位补偿模块对所述坐标变换模块中变换的电流进行相位补偿，以使所述坐标变换d轴滤波的相位与所述坐标变换d轴基波的相位一致，以及所述坐标变换q轴滤波的相位与所述坐标变换q轴基波的相位一致。

可选的，在所述的车用电机控制系统中，所述传统电流采样单元向所述抗混叠滤波器单元提供所述坐标变换d轴基波的相位和所述坐标变换q轴基波的相位。

可选的，在所述的车用电机控制系统中，所述传统电流采样单元包括clark变换器和park变换器，其中：

所述车用电机的三相电流包括a相电流、b相电流和c相电流；

所述clark变换器将所述a相电流、b相电流和c相电流转换为坐标变换α轴基波和坐标变换β轴基波；

所述park变换器将所述坐标变换α轴基波和坐标变换β轴基波转换为所述坐标变换d轴基波和所述坐标变换q轴基波。

可选的，在所述的车用电机控制系统中，所述车用电机控制系统还包括第一电流选择模块和第二电流选择模块，其中：

所述工况判别单元将所述实时工况提供至所述第一电流选择模块和所述第二电流选择模块，所述实时工况包括传统工况和抗混叠工况；

所述坐标变换d轴基波和所述坐标变换d轴滤波均输入至所述第一电流选择模块，所述坐标变换q轴基波和所述坐标变换q轴滤波均输入至所述第二电流选择模块。

可选的，在所述的车用电机控制系统中，当所述实时工况为传统工况时，所述第一电流选择模块开通其第一排通道，以使所述坐标变换d轴基波流向所述闭环调节单元，所述第二电流选择模块开通其第一排通道，以使所述坐标变换q轴基波流向所述闭环调节单元；

当所述实时工况为抗混叠工况时，所述第一电流选择模块开通其第二排通道，以使所述坐标变换d轴滤波流向所述闭环调节单元，所述第二电流选择模块开通其第二排通道，以使所述坐标变换q轴滤波流向所述闭环调节单元。

可选的，在所述的车用电机控制系统中，当所述车用电机的转矩大于或等于抗混叠转矩最小设置值，且所述车用电机的转速所对应的主要谐波电流频率与所述逆变器的采样频率的比例为0.85～1.15时，则所述实时工况为抗混叠工况，否则为传统工况，所述抗混叠转矩最小设置值为10nm。

本发明还提供一种车用电机控制方法，所述车用电机控制方法包括：

车用电机控制系统连接在逆变器和车用电机之间；

所述逆变器向所述车用电机提供输入电流，以驱动所述车用电机旋转；

所述车用电机控制系统的抗混叠滤波器单元根据所述车用电机的输出电流得到所述车用电机滤波后的d轴输出电流采样值和滤波后的q轴输出电流采样值；

所述逆变器的闭环调节单元根据所述滤波后的d轴输出电流采样值和所述滤波后的q轴输出电流采样值调节所述输入电流。

在本发明提供的车用电机控制系统及控制方法中，通过抗混叠滤波器单元获取滤波后的d轴输出电流采样值和所述滤波后的q轴输出电流采样值，闭环调节单元根据所述滤波后的d轴输出电流采样值和所述滤波后的q轴输出电流采样值调节所述输入电流，不增加额外硬件设备投入的情况下，在原有逆变器平台的基础上，通过软件方法设计了针对车用电机控制的“抗混叠滤波器”，该滤波器可以有效滤除高速时引发混叠效应的高频谐波电流分量。另外，本发明合理设计了“抗混叠滤波器”的使用工况，使得在传统控制中由采样混叠产生的控制量波动能够被很好地抑制，消除了由于采样混叠产生的特定高速点的转矩脉动、电流畸变以及电压振荡，极大的改善了控制系统的性能。

附图说明

图1是现有的车用电机控制系统中采样混叠现象引起的低频信号示意图；

图2是现有的车用电机控制系统中采样混叠现象引起的真实电机转速响应示意图；

图3是本发明一实施例的车用电机控制系统示意图；

图4是本发明一实施例的车用电机控制系统中的抗混叠滤波器单元示意图；

图5是本发明一实施例的车用电机控制系统中的转速滞环示意图；

图6(a)是本发明一实施例的车用电机控制系统中的转矩响应结果时域示意图；

图6(b)是本发明一实施例的车用电机控制系统中的转矩响应结果频域示意图；

图7(a)是本发明一实施例的车用电机控制系统中的直流母线电流响应结果时域示意图；

图7(b)是本发明一实施例的车用电机控制系统中的直流母线电流响应结果频域示意图；

图8(a)是本发明一实施例的车用电机控制系统中的三相电流响应结果时域示意图；

图8(b)是本发明一实施例的车用电机控制系统中的三相电流响应结果频域示意图；

图9(a)是本发明一实施例的车用电机控制系统中的d轴电流响应结果时域示意图；

图9(b)是本发明一实施例的车用电机控制系统中的d轴电流响应结果频域示意图；

图10(a)是本发明一实施例的车用电机控制系统中的q轴电流响应结果时域示意图；

图10(b)是本发明一实施例的车用电机控制系统中的q轴电流响应结果频域示意图；

图11(a)是本发明一实施例的车用电机控制系统中的d轴电压响应结果时域示意图；

图11(b)是本发明一实施例的车用电机控制系统中的d轴电压响应结果频域示意图；

图12(a)是本发明一实施例的车用电机控制系统中的q轴电压响应结果时域示意图；

图12(b)是本发明一实施例的车用电机控制系统中的q轴电压响应结果频域示意图；

图13(a)是本发明一实施例的车用电机控制系统中的d-q轴传统电流与抗混叠滤波电流结果d轴对比示意图；

图13(b)是本发明一实施例的车用电机控制系统中的d-q轴传统电流与抗混叠滤波电流结果q轴对比示意图；

图中所示：10-传统电流采样单元；11-clark变换器；12-park变换器；20-抗混叠滤波器单元；21-fir滤波模块；22-坐标变换模块；23-相位补偿模块；30-工况判别单元；40-第一电流选择模块；50-第二电流选择模块。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明提出的车用电机控制系统及控制方法作进一步详细说明。根据下面说明和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

本发明的核心思想在于提供一种车用电机控制系统及控制方法，以解决现有的采样混叠现象引发电机控制系统低频转矩脉动的问题。

为实现上述思想，本发明提供了一种车用电机控制系统及控制方法，所述车用电机控制系统连接在逆变器和车用电机之间，所述车用电机控制系统包括抗混叠滤波器单元，其中：所述逆变器用于向所述车用电机提供输入电流，以驱动所述车用电机旋转；所述抗混叠滤波器单元用于根据所述车用电机的输出电流得到所述车用电机滤波后的d轴输出电流采样值和滤波后的q轴输出电流采样值；所述逆变器的闭环调节单元用于根据所述滤波后的d轴输出电流采样值和所述滤波后的q轴输出电流采样值调节所述输入电流。本发明通过抗混叠滤波器单元获取滤波后的d轴输出电流采样值和所述滤波后的q轴输出电流采样值，闭环调节单元根据所述滤波后的d轴输出电流采样值和所述滤波后的q轴输出电流采样值调节所述输入电流，不增加额外硬件设备投入的情况下，在原有逆变器平台的基础上，通过软件方法设计了针对车用电机控制的“抗混叠滤波器”，该滤波器可以有效滤除高速时引发混叠效应的高频谐波电流分量。另外，本发明合理设计了“抗混叠滤波器”的使用工况，使得在传统控制中由采样混叠产生的控制量波动能够被很好地抑制，消除了由于采样混叠产生的特定高速点的转矩脉动、电流畸变以及电压振荡，极大的改善了控制系统的性能。

<实施例一>

本实施例提供一种车用电机控制系统，如图3所示，所述车用电机控制系统连接在逆变器和车用电机之间，所述车用电机控制系统包括抗混叠滤波器单元20：逆变器用于向所述车用电机提供输入电流，以驱动所述车用电机旋转；抗混叠滤波器单元20用于根据所述车用电机的输出电流得到所述车用电机滤波后的d轴输出电流采样值和滤波后的q轴输出电流采样值；所述逆变器的闭环调节单元用于根据所述滤波后的d轴输出电流采样值和所述滤波后的q轴输出电流采样值调节所述输入电流。

如图3所示，在所述的车用电机控制系统中，所述车用电机控制系统还包括传统电流采样单元10和工况判别单元30；所述车用电机的三相电流iabc输入至所述传统电流采样单元10和所述抗混叠滤波器单元20，所述车用电机的转矩te和转速ωr输入至所述工况判别单元30；所述传统电流采样单元10将所述车用电机的三相电流iabc转换为坐标变换d轴基波id和坐标变换q轴基波iq；所述抗混叠滤波器单元20将所述车用电机的三相电流iabc转换为坐标变换d轴滤波id^rc和坐标变换q轴滤波iq^rc；所述工况判别单元30根据所述车用电机的转矩te和转速ωr判断实时工况；所述工况判别单元30根据所述实时工况选择将所述坐标变换d轴基波id或所述坐标变换d轴滤波id^rc作为滤波后的d轴输出电流采样值id^*；所述工况判别单元30根据所述实时工况选择将所述坐标变换q轴基波iq或所述坐标变换q轴滤波iq^rc作为滤波后的q轴输出电流采样值iq^*。

如图4所示，在所述的车用电机控制系统中，所述抗混叠滤波器单元20包括fir滤波模块21、坐标变换模块22和相位补偿模块23，其中：所述fir滤波模块21将所述a相电流、b相电流和c相电流iabc进行滤波；所述坐标变换模块22将滤波后的所述a相电流、b相电流和c相电流iabc^*转换为所述坐标变换d轴滤波id^rc和所述坐标变换q轴滤波iq^rc；所述相位补偿模块23对所述坐标变换模块22中变换的电流进行相位补偿，以使所述坐标变换d轴滤波id^rc的相位与所述坐标变换d轴基波id的相位一致，以及所述坐标变换q轴滤波iq^rc的相位与所述坐标变换q轴基波iq的相位一致。所述传统电流采样单元10向所述抗混叠滤波器单元20提供所述坐标变换d轴基波的相位和所述坐标变换q轴基波的相位。具体的，park变换器12向相位补偿模块23提供所述坐标变换d轴基波的相位和所述坐标变换q轴基波的相位。

本实施例所述的“抗混叠滤波器单元”并非为传统意义上单纯的滤波器，其是由fir滤波模块、坐标变换模块及相位补偿模块构成的全新抗混叠电流采样系统。首先通过fir滤波模块21滤除造成采样混叠的高次谐波电流，接着依据滤波器特性与基波电流频率得出需补偿的相位角θcom，最后在park变换器环节中完成相位滞后角度的补偿，并输出重构后的d-q轴电流id^rc、iq^rc。可以看到在消除采样混叠的基础上，充分考虑了重构后电流id^rc、iq^rc中基波电流成分的准确度，保证了采用电流id^rc、iq^rc进行闭环控制时的系统性能。

具体的，在所述的车用电机控制系统中，所述传统电流采样单元10包括clark变换器11和park变换器12，其中：所述车用电机的三相电流包括a相电流ia、b相电流ib和c相电流ic；所述clark变换器11将所述a相电流ia、b相电流ib和c相电流ic转换为坐标变换α轴基波iα和坐标变换β轴基波iβ；所述park变换器12将所述坐标变换α轴基波iα和坐标变换β轴基波iβ转换为所述坐标变换d轴基波id和所述坐标变换q轴基波iq。

进一步的，在所述的车用电机控制系统中，所述车用电机控制系统还包括第一电流选择模块40和第二电流选择模块50，其中：所述工况判别单元30将所述实时工况提供至所述第一电流选择模块40和所述第二电流选择模块50，所述实时工况包括传统工况和抗混叠工况；所述坐标变换d轴基波id和所述坐标变换d轴滤波id^rc均输入至所述第一电流选择模块40，所述坐标变换q轴基波iq和所述坐标变换q轴滤波iq^rc均输入至所述第二电流选择模块50。当所述实时工况为传统工况时，所述第一电流选择模块40开通其第一排通道，以使所述坐标变换d轴基波id流向所述闭环调节单元，所述第二电流选择模块50开通其第一排通道，以使所述坐标变换q轴基波iq流向所述闭环调节单元；当所述实时工况为抗混叠工况时，所述第一电流选择模块40开通其第二排通道，以使所述坐标变换d轴滤波id^rc流向所述闭环调节单元，所述第二电流选择模块50开通其第二排通道，以使所述坐标变换q轴滤波iq^rc流向所述闭环调节单元。

例如，在所述的车用电机控制系统中，所述车用电机为永磁同步电机，所述车用电机的极对数为6，所述车用电机的转速ωr为8320rpm，对应的相电流基波频率为832hz，所述车用电机的12次d-q轴谐波电流频率为9984hz，所述逆变器的采样频率为10khz。由于相电流幅值过小时不便于滤除其中的高频成分，因此当所述车用电机的转矩te大于或等于抗混叠转矩最小设置值，且所述车用电机的转速ωr(例如为8320rpm)所对应的主要谐波电流频率(例如为9984hz)与所述逆变器的采样频率(例如为10khz)的比例为0.85～1.15时，则所述实时工况为抗混叠工况，否则为传统工况，所述抗混叠转矩最小设置值为10nm，具体值需要按实际系统来标定。如图5所示，考虑到速度的高低切换方向的不同，在原有效频率范围的基础上，在两边分别增加了转速滞环。

在本实施例提供的车用电机控制系统及控制方法中，通过抗混叠滤波器单元获取滤波后的d轴输出电流采样值和所述滤波后的q轴输出电流采样值，闭环调节单元根据所述滤波后的d轴输出电流采样值和所述滤波后的q轴输出电流采样值调节所述输入电流，不增加额外硬件设备投入的情况下，在原有逆变器平台的基础上，通过软件方法设计了针对车用电机控制的“抗混叠滤波器”，该滤波器可以有效滤除高速时引发混叠效应的高频谐波电流分量。

另外，本实施例合理设计了“抗混叠滤波器”的使用工况，使得在传统控制中由采样混叠产生的控制量波动能够被很好地抑制，消除了由于采样混叠产生的特定高速点的转矩脉动、电流畸变以及电压振荡，极大的改善了控制系统的性能。

综上，上述实施例对车用电机控制系统及控制方法的不同构型进行了详细说明，当然，本发明包括但不局限于上述实施中所列举的构型，任何在上述实施例提供的构型基础上进行变换的内容，均属于本发明所保护的范围。本领域技术人员可以根据上述实施例的内容举一反三。

<实施例二>

本实施例还提供一种车用电机控制方法，所述车用电机控制方法包括：车用电机控制系统连接在逆变器和车用电机之间；所述逆变器向所述车用电机提供输入电流，以驱动所述车用电机旋转；所述车用电机控制系统的抗混叠滤波器单元20根据所述车用电机的输出电流得到所述车用电机滤波后的d轴输出电流采样值和滤波后的q轴输出电流采样值；所述逆变器的闭环调节单元根据所述滤波后的d轴输出电流采样值和所述滤波后的q轴输出电流采样值调节所述输入电流。

如图3所示，所述车用电机的三相电流iabc输入至传统电流采样单元10和抗混叠滤波器单元20，所述车用电机的转矩te和转速ωr输入至工况判别单元30；所述传统电流采样单元10将所述车用电机的三相电流iabc转换为坐标变换d轴基波id和坐标变换q轴基波iq；所述抗混叠滤波器单元20将所述车用电机的三相电流iabc转换为坐标变换d轴滤波id^rc和坐标变换q轴滤波iq^rc；所述工况判别单元30根据所述车用电机的转矩te和转速ωr判断实时工况；所述工况判别单元30根据所述实时工况选择将所述坐标变换d轴基波id或所述坐标变换d轴滤波id^rc作为滤波后的d轴输出电流采样值id^*；所述工况判别单元30根据所述实时工况选择将所述坐标变换q轴基波iq或所述坐标变换q轴滤波iq^rc作为滤波后的q轴输出电流采样值iq^*。

具体的，所述车用电机的三相电流包括a相电流ia、b相电流ib和c相电流ic；所述clark变换器11将所述a相电流ia、b相电流ib和c相电流ic转换为坐标变换α轴基波iα和坐标变换β轴基波iβ；所述park变换器12将所述坐标变换α轴基波iα和坐标变换β轴基波iβ转换为所述坐标变换d轴基波id和所述坐标变换q轴基波iq。

进一步的，所述工况判别单元30将所述实时工况提供至所述第一电流选择模块40和所述第二电流选择模块50，所述实时工况包括传统工况和抗混叠工况；所述坐标变换d轴基波id和所述坐标变换d轴滤波id^rc均输入至所述第一电流选择模块40，所述坐标变换q轴基波iq和所述坐标变换q轴滤波iq^rc均输入至所述第二电流选择模块50。当所述实时工况为传统工况时，所述第一电流选择模块40开通其第一排通道，以使所述坐标变换d轴基波id流向所述闭环调节单元，所述第二电流选择模块50开通其第一排通道，以使所述坐标变换q轴基波iq流向所述闭环调节单元；当所述实时工况为抗混叠工况时，所述第一电流选择模块40开通其第二排通道，以使所述坐标变换d轴滤波id^rc流向所述闭环调节单元，所述第二电流选择模块50开通其第二排通道，以使所述坐标变换q轴滤波iq^rc流向所述闭环调节单元。

例如，在所述的车用电机控制系统中，所述车用电机为永磁同步电机，所述车用电机的极对数为6，所述车用电机的转速ωr为8320rpm，对应的相电流基波频率为832hz，所述车用电机的12次d-q轴谐波电流频率为9984hz，所述逆变器的采样频率为10khz。由于相电流幅值过小时不便于滤除其中的高频成分，因此当所述车用电机的转矩te大于或等于抗混叠转矩最小设置值，且所述车用电机的转速ωr(例如为8320rpm)所对应的主要谐波电流频率(例如为9984hz)与所述逆变器的采样频率(例如为10khz)的比例为0.85～1.15时，则所述实时工况为抗混叠工况，否则为传统工况，所述抗混叠转矩最小设置值为10nm，具体值需要按实际系统来标定。如图5所示，考虑到速度的高低切换方向的不同，在原有效频率范围的基础上，在两边分别增加了转速滞环。

如图4所示，所述fir滤波模块21将所述a相电流、b相电流和c相电流iabc进行滤波；所述坐标变换模块22将滤波后的所述a相电流、b相电流和c相电流iabc^*转换为所述坐标变换d轴滤波id^rc和所述坐标变换q轴滤波iq^rc；所述相位补偿模块23对所述坐标变换模块22中变换的电流进行相位补偿，以使所述坐标变换d轴滤波id^rc的相位与所述坐标变换d轴基波id的相位一致，以及所述坐标变换q轴滤波iq^rc的相位与所述坐标变换q轴基波iq的相位一致。所述传统电流采样单元10向所述抗混叠滤波器单元20提供所述坐标变换d轴基波的相位和所述坐标变换q轴基波的相位。具体的，park变换器12向相位补偿模块23提供所述坐标变换d轴基波的相位和所述坐标变换q轴基波的相位。

在本发明提供的车用电机控制系统及控制方法中，通过车用电机控制系统的抗混叠滤波器单元获取滤波后的d轴输出电流采样值和所述滤波后的q轴输出电流采样值，闭环调节单元根据所述滤波后的d轴输出电流采样值和所述滤波后的q轴输出电流采样值调节所述输入电流，不增加额外硬件设备投入的情况下，在原有逆变器平台的基础上，通过软件方法设计了针对车用电机控制的“抗混叠滤波器”，该滤波器可以有效滤除高速时引发混叠效应的高频谐波电流分量。

另外，本发明合理设计了“抗混叠滤波器”的使用工况，使得在传统控制中由采样混叠产生的控制量波动能够被很好地抑制，消除了由于采样混叠产生的特定高速点的转矩脉动、电流畸变以及电压振荡，极大的改善了控制系统的性能。

目前通过仿真充分对比了在采样混叠恶劣工作点下，分别采用传统电流id、iq与抗混叠滤波电流id^rc、iq^rc作为闭环控制的转矩、直流母线电流、三相电流、d-q轴电流与d-q轴电压的对比结果，为消除由于采样本身对分析结果造成的影响，上述对比变量均以100khz频率采样。

设定仿真工况为：电机极对数为6，电机主要谐波阶次为11、13，电机转速为8320rpm，设定转矩为80nm，1s～2s期间采用传统电流控制，2s～3s期间采用抗混叠滤波电流控制。

图6为电磁转矩响应结果，其中图6(a)为电磁转矩的时域响应结果，图6(b)则为两段控制过程中转矩脉动的频率对比结果。可以看出，采用传统电流控制会使得电机系统产生约10nm的16hz低频转矩脉动，而采用抗混叠滤波电流控制后，其16hz低频转矩脉动下降到0.5nm左右。值得说明的是，对于整车传动系统，高频转矩脉动并不会影响其驾驶舒适性，因此这里仅对比了低频转矩脉动值。

图7(a)～(b)为直流母线电流的对比结果，同样可以看出采用传统电流控制时出现了35a的低频电流波动，验证影响了电驱动系统的稳定性；而采样抗混叠滤波电流控制后，母线电流的低频波动被很好地抑制住，其16hz低频波动下降到1a左右。

图8(a)～(b)为abc三相电流的响应结果对比，可以看出由于采样混叠引起的不期望控制，原本基波频率为832hz的相电流中出现了较高的816hz与848hz交流分量，其转换到d-q坐标系下即为16hz低频分量。

图9(a)～(b)与图10(a)～(b)分别为d-q轴电流的响应结果，同样地采用抗混叠滤波电流控制后，可以消除d-q轴电流中对虚假信号控制产生的16hz低频分量。

图11(a)～(b)与图12(a)～(b)分别为d-q轴电压归一化后的响应结果，从中可以明显看出，采用传统电流控制时，由于采样结果中出现虚假16hz低频分量，导致控制器输出的d-q轴电压中产生16hz电压量，进而使得d-q轴电流中产生真实的16hz低频分量；而采用抗混叠滤波电流控制之后，由于输入到控制器中的电流已没有低频电流分量，因此控制器输出的电压中也不会产生16hz波动量。

除上述闭环控制结果之外，图13(a)和图13(b)还对比了传统采样d-q轴电流与抗混叠采样所重构d-q电流的结果，可以看出在整个转速与转矩动态变化的过程中，两组电流中与基波电流相对应的成分始终可以保持一致，充分证明了图4中所示相位补偿方法的准确性。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的系统而言，由于与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于权利要求书的保护范围。