一种降压式三相四线制三电平PFC整流器系统的制作方法

本实用新型涉及ac/dc功率因数校正技术的技术领域，尤其涉及到一种降压式三相四线制三电平pfc整流器系统。

背景技术：

随着电力电子技术快速发展，各种用电设备得到普及。然而接入电网的电力电子开关电源设备成为向电网注入电流谐波的主要来源。高次电流谐波已经严重影响了电网电能质量、传输效率和其他设备的安全运行。因此国内外相关组织针对这一问题制定了限制电力系统电流谐波的相关安全标准。功率因数校正作为一种抑制高次谐波电流和提高功率因数的有效方法，已经成为中大功率电子设备不可或缺的重要一部分。

功率因数校正电路分为无源功率因数校正(ppfc)和有源功率因数校正(apfc)。apfc由于体积小、pf值高而得到广泛应用。传统的功率因数校正电路以升压有源功率因数校正整流器(boostapfc)为代表，其以结构简单、安全稳定的特点得到广泛应用。然而，在宽范围输入电压条件下，传统的boostapfc整流器在低电压输入时比高压输入时其效率要低，而且输出电压较高，对于后级设备功率器件电压应力要求较高。由于前级整流桥的存在，导致过多的能量损失，尤其在低压大功率时，二极管的通态损耗更为明显，这大大限制了整流器整机效率的提升。

为了解决传统boostapfc整流器带来的问题，有学者提出了无桥buckpfc整流器，无桥buck方案利用开关管代替桥臂二极管，减小了导通路径开关器件的损耗，而且实现降压输出的目的，减小了后级电路功率器件电压应力要求，从而缩小了成本和提高了工作效率。然而无桥buckpfc整流器在低压输入时，由于输出电压高于输入电压期间，存在一定的输入电流死角，从而会恶化输入电流的谐波和功率因数值。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于克服现有技术的不足，提供一种降压式三相四线制三电平pfc整流器系统，利用buck拓扑电路结构、不带反并联二极管的igbt以及通过相应的电路控制，实现电感电流连续模式(ccm)buck型三相四线制三电平功率因数校正(powerfactorcorrection，pfc)的功能，达到降低总谐波失真、提高功率因数和高效稳定工作的效果。

为实现上述目的，本实用新型所提供的技术方案为：

一种降压式三相四线制三电平pfc整流器系统，包括主功率电路和控制电路；

所述控制电路与主功率电路连接，从主功率电路得到其输入电压v(abc)、输出电压vout、电感电流il(abc)采样数据；

其中，所述主功率电路由输出并联且结构相同的a相三电平buckpfc整流器、b相三电平buckpfc整流器以及c相三电平buckpfc整流器组成；

所述a相三电平buckpfc整流器包括功率电感la、功率mosfets1、不带反并联二极管的igbts2、s3、快恢复二极管d1、d2、d3、d4、输出滤波电容co1、co2以及负载r；

所述快恢复二极管d1的一端与功率mosfets1的d极连接；快恢复二极管d4的一端分别与功率mosfets1的s极以及不带反并联二极管的igbts3的s极连接，另外一端与功率电感la的一端连接；快恢复二极管d1、功率mosfets1、快恢复二极管d4、功率电感la构成回路；

所述快恢复二极管d2的一端与功率mosfets1的s极连接；快恢复二极管d3的一端分别与功率mosfets1的d极以及不带反并联二极管的igbts2的d极连接，另外一端与功率电感la的一端连接；快恢复二极管d2、功率mosfets1、快恢复二极管d3、功率电感la构成回路；

所述不带反并联二极管的igbts2的s极与输出滤波电容co1的一端连接；输出滤波电容co1的另一端与输出滤波电容co2的一端连接；输出滤波电容co2的另一端与不带反并联二极管的igbts3的d极连接；功率电感la远离快恢复二极管d3和d4的一端分别与输出滤波电容co1、co2连接；

所述功率电感la与输出滤波电容co2、不带反并联二极管的igbts3、快恢复二极管d4构成回路；

所述功率电感la与快恢复二极管d3、不带反并联二极管的igbts2、输出滤波电容co1构成另一回路；

所述负载r与所述输出滤波电容co1、co2串联；

与a相三电平buckpfc整流器中的功率mosfets1对应，所述b相三电平buckpfc整流器以及c相三电平buckpfc整流器分别设有功率mosfets4和功率mosfets7。

进一步地，所述控制电路由辅助供电电源模块、输入电压检测模块、输出电压采样模块、电感电流采样模块、第一驱动电路模块、第二驱动电路模块、第三驱动电路模块、pwm驱动信号产生电路模块、比较器、加法器、积分器、误差放大器组成；

其中，所述输入电压检测模块和输出电压采样模块分别与主功率电路中对应的电压输入端和电压输出端连接；

所述第一驱动电路模块与pwm驱动信号产生电路模块连接，用于驱动功率mosfets1、功率mosfets4、功率mosfets7的开闭；

所述第二驱动电路模块和第三驱动电路模块分别连接于输入电压检测模块和pwm驱动信号产生电路模块之间；

所述输出电压采样模块、误差放大器、加法器、比较器、pwm驱动信号产生电路模块顺序连接；

所述积分器连接于误差放大器和比较器之间；

所述电感电流采样模块连接于各功率电感的一端与加法器之间。

进一步地，所述输入电压检测模块由三个输入电压检测电路组成，分别对应三相的电压输入端；而每个输入电压检测电路均包括转换电路、双向稳压二极管以及运算放大器；其中，双向稳压二极管接于转换电路和运算放大器之间；

所述转换电路由第一、二、三、四分压电阻组成。

与现有技术相比，本方案原理及优点如下：

本方案通过新型三相四线制三电平buckpfc整流器系统，利用buck拓扑电路结构、不带反并联二极管的igbt以及通过相应的电路控制，实现电感电流连续模式(ccm)buck型三相四线制三电平功率因数校正的功能，达到降低总谐波失真、提高功率因数和高效稳定工作的效果。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的服务作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本实用新型一种降压式三相四线制三电平pfc整流器系统的结构框图；

图2为本实用新型一种降压式三相四线制三电平pfc整流器系统中三相四线制三电平buckpfc整流器的原理图；

图3为物理解耦后的单相三电平buckpfc整流器拓扑结构图；

图4为图3在交流电输入正半周时的工作模态之一；

图5为图3在交流电输入正半周时的工作模态之二；

图6为图3在交流电输入负半周时的工作模态之一；

图7为图3在交流电输入负半周时的工作模态之二；

图8为输入电压检测模块的结构示意图；

图9为输入电压检测模块各关键信号波形图；

图10为仿真后输出电压波形图；

图11为仿真后输入电压和输入电流波形图；

图12为输出电压采样模块的电路图；

图13为电感电流采样模块的电路图；

图14为第一、二、三驱动电路模块的电路图；

图15为pwm驱动信号产生电路模块的电路图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本实用新型作进一步说明：

如图1所示，本实施例所述的一种降压式三相四线制三电平pfc整流器系统，包括主功率电路1和控制电路2两部分。

其中，如图2所示，第一部分主功率电路1由输出并联且结构相同的a相三电平buckpfc整流器、b相三电平buckpfc整流器以及c相三电平buckpfc整流器组成；进一步地，a相三电平buckpfc整流器包括功率电感la、功率mosfets1、不带反并联二极管的igbts2、s3、快恢复二极管d1、d2、d3、d4、输出滤波电容co1、co2以及负载r。

在a相三电平buckpfc整流器中，快恢复二极管d1的一端与功率mosfets1的d极连接；快恢复二极管d4的一端分别与功率mosfets1的s极以及不带反并联二极管的igbts3的s极连接，另外一端与功率电感la的一端连接；快恢复二极管d1、功率mosfets1、快恢复二极管d4、功率电感la构成回路。

快恢复二极管d2的一端与功率mosfets1的s极连接；快恢复二极管d3的一端分别与功率mosfets1的d极以及不带反并联二极管的igbts2的d极连接，另外一端与功率电感la的一端连接；快恢复二极管d2、功率mosfets1、快恢复二极管d3、功率电感la构成回路。

不带反并联二极管的igbts2的s极与输出滤波电容co1的一端连接；输出滤波电容co1的另一端与输出滤波电容co2的一端连接；输出滤波电容co2的另一端与不带反并联二极管的igbts3的d极连接；功率电感la远离快恢复二极管d3和d4的一端分别与输出滤波电容co1、co2连接。

功率电感la与输出滤波电容co2、不带反并联二极管的igbts3、快恢复二极管d4构成回路；功率电感la与快恢复二极管d3、不带反并联二极管的igbts2、输出滤波电容co1构成另一回路；负载r与所述输出滤波电容co1、co2串联。

而b相三电平buckpfc整流器包括功率电感lb、功率mosfets4、不带反并联二极管的igbts5、s6、快恢复二极管d5、d6、d7、d8、输出滤波电容co1、co2以及负载r。

c相三电平buckpfc整流器包括功率电感lc、功率mosfets7、不带反并联二极管的igbts8、s9、快恢复二极管d9、d10、d11、d12、输出滤波电容co1、co2以及负载r。

第二部分控制电路2与主功率电路1连接，从主功率电路1得到其输入电压v(abc)、输出电压vout、电感电流il(abc)采样数据，具体由辅助供电电源模块2-1、输入电压检测模块2-2、输出电压采样模块2-3、电感电流采样模块2-4、第一驱动电路模块2-5、第二驱动电路模块2-11、第三驱动电路模块2-12、pwm驱动信号产生电路模块2-6、比较器2-7、加法器2-8、积分器2-9、误差放大器2-10组成。

其中，输入电压检测模块2-2和输出电压采样模块2-3分别与主功率电路1中对应的电压输入端和电压输出端连接。

第一驱动电路模块2-5与pwm驱动信号产生电路模块2-6连接，用于驱动功率mosfets1、功率mosfets4、功率mosfets7的开闭。

第二驱动电路模块2-11和第三驱动电路模块2-12分别连接于输入电压检测模块2-2和pwm驱动信号产生电路模块2-6之间，分别控制不带反并联二极管的igbts3、s6、s9以及不带反并联二极管的igbts2、s5、s8的开闭。

输出电压采样模块2-3、误差放大器2-10、加法器2-8、比较器2-7、pwm驱动信号产生电路模块2-6顺序连接。

积分器2-9连接于误差放大器2-10和比较器2-7之间。

电感电流采样模块2-4连接于各功率电感的一端与加法器2-8之间。

具体地，如图8所示，输入电压检测模块2-2由三个输入电压检测电路组成，分别对应三相的电压输入端；而每个输入电压检测电路均包括转换电路、双向稳压二极管以及运算放大器；其中，双向稳压二极管接于转换电路和运算放大器之间。

转换电路由第一、二、三、四分压电阻组成。

本实施例中，输出电压采样模块2-3如图12所示。

电感电流采样模块2-4如图13所示。

第一、二、三驱动电路模块2-5、2-11、2-12均如图14所示。

pwm驱动信号产生电路模块2-6如图15所示。

在控制电路2中，首先通过输出电压采样模块2-3采集输出电压采样值vo并将输出电压采样值vo与参考电压vref经过误差放大器2-10得到误差电压值vm，然后将vm值一路送入加法器2-8与电感电流采样值i(abc)进行求和得到v1(abc)值，一路送入积分器2-9进行积分得到v2值，最后将v1(abc)和v2送入比较器2-7得到pwm驱动信号p1(abc)、p2(abc)，驱动信号p1(abc)和p2(abc)为两路互补的pwm信号。

另外，将输入电压v(abc)送入输入电压检测模块2-2对输入电压极性进行判断，若判断出v(abc)>0时，第二驱动电路模块2-11输出驱动信号ps3、ps6、ps9，此时第三驱动电路模块2-12不输出驱动信号；若判断出v(abc)<0时，第三驱动电路模块2-12输出驱动信号ps2、ps5、ps8，此时第二驱动电路模块2-11不输出驱动信号；以此来开通或关闭对应的不带反并联二极管的igbts3、s6、s9和s2、s5、s8。主功率电路1通过控制电路2的精确控制，从而可以实现功率因数校正的目的。

本实施例中，新型三相四线制三电平buckpfc整流器物理解耦后的单相三电平buckpfc整流器拓扑结构如图3所示。

由于三相功率平衡，因此对于a、b、c三相电中每一相来说，其负载电阻均为3r。其中，b相和c相电输入时其工作原理和a相相同，下面对物理解耦后的a相输入时三电平buckpfc整流器拓扑结构各工作模态进行详细分析。

当交流电输入正半周，该阶段可以分为以下两个工作模态：

工作模态一：

当交流输入为正半周期时，第一驱动电路模块2-5控制功率mosfets1导通，不带反并联二极管的igbts2和s3处于关闭状态。输入电流经过快恢复二极管d1、d4，功率mosfets1，功率电感la，然后通过中性线构成回路，对功率电感la进行储能。同时输出滤波电容co1、co2向负载供能，该期间电路工作状态如图4所示。

工作模态二：

当功率mosfets1关断时，由输入电压检测模块2-2检测到交流输入为正半周期及v(abc)>0，第二驱动电路模块2-11输出pwm驱动信号给不带反并联二极管的igbts3，使得不带反并联二极管的igbts3导通，此时功率mosfets1和不带反并联二极管的igbts2处于关闭状态。功率电感la释放能量，电感电流线性下降，电流经过输出滤波电容co2，不带反并联二极管的igbts3，然后通过快恢复二极管d4构成回路，对滤波电容co2进行充电。同时输出滤波电容co1、co2向负载供能，该期间电路工作状态如图5所示。

当交流电输入负半周，该阶段可以分为以下两个工作模态：

工作模态三：

当交流输入为负半周期时，第一驱动电路模块2-5控制功率mosfets1导通，不带反并联二极管的igbts2和s3处于关闭状态。输入电流经过快恢复二极管d2、d3，功率mosfets1，功率电感l，然后通过中性线构成回路，对功率电感la进行储能。同时输出滤波电容co1、co2向负载供能，该期间电路工作状态如图6所示。

工作模态四：

当功率mosfets1关断时，由输入电压检测模块2-2检测到交流输入为负半周期及v(abc)<0，第三驱动电路模块2-12输出pwm驱动信号给不带反并联二极管的igbts2，使得不带反并联二极管的igbts2导通，此时功率mosfets1和不带反并联二极管的igbts3处于关闭状态。功率电感la释放能量，电感电流线性下降，电流经过输出滤波电容co1，不带反并联二极管的igbts2，然后通过快恢复二极管d3构成回路，对滤波电容co1进行充电。同时输出滤波电容co1、co2向负载供能，该期间电路工作状态如图7所示。

进一步地，从上述中可知，新型三相四线制三电平buckpfc整流器电路拓扑结构中存在三个功率mosfets1、s4、s7和不带反并联二极管的igbts2、s3、s5、s6、s8、s9，所以需要对a、b、c三相输入电压极性进行判断，以便于确定输入电压在不同极性时，选择对应的不带反并联二极管的igbt工作。

首先交流电va/vb/vc通过r1a/r1b/r1c与r2a/r2b/r2c和r3a/r3b/r3c与r4a/r4b/r4c分压电阻将输入交流电压转变为小信号交流电，同时加入双向稳压二极管(tvs)，在电路发生异常时起到保护运算放大器(opamp)的作用。通过opamp1/opamp2/opamp3两输入端比较可以得输出信号ua/ub/uc为高电平还是低电平，在交流电压输入为正半周期时，opamp1/opamp2/opamp3同相输入端电位为正，反向端输入端电位为负，opamp1/opamp2/opamp3输出高电平；反之，在交流电压输入为负半周期时，opamp1/opamp2/opamp3输出低电平。以此来选通对应的驱动电路。输入电压检测模块各关键信号波形如图9所示。

为证明本实施例的有效性，利用了仿真软件psim对本实用新型实例进行仿真，得出了如图10所示的输出电压波形以及如图11所示的输入电压和输入电流波形。

以上所述之实施例子只为本实用新型之较佳实施例，并非以此限制本实用新型的实施范围，故凡依本实用新型之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本实用新型的保护范围内。