多绕组平均高压变压器的光伏中大功率反激开关电源的制作方法

[0001]
本实用新型属于反激开关电源技术领域，特别涉及多绕组平均高压变压器的光伏中大功率反激开关电源。


背景技术：

[0002]
运用太阳能发电是最环保的能源对策。光伏发电就是将太阳光能转化为电能。光伏发电系统中,由于光伏电池的特性随光照强度变化的幅度较大，输入光伏电池电压变化范围较大一般在400-1600vdc，所以系统控制所用的开关电源应具备大范围直流电压变化情况下依然保持输出稳定的直流电压能力,即应该有一个相当宽的输入工作电压范围，目前的开关电源还不完全具备上述性能，电流输送不够稳定，工作电压有限。


技术实现要素：

[0003]
本实用新型针对现有技术存在的不足，提供了多绕组平均高压变压器的光伏中大功率反激开关电源，具体技术方案如下：
[0004]
多绕组平均高压变压器的光伏中大功率反激开关电源，包括反激光电路、驱动电路以及输出过载延时保护电路；所述反激光电路包括多组串联设置的均压电路，所述均压电路包括电解电容，所述电解电容的两端并联有均压电阻网络；每个所述电解电容均对应有一个变压器的绕组，所述电解电容的正极连接至绕组的一端，所述绕组的另一端连接至开关管的漏极，所述电解电容的正极与开关管的漏极之间连接有阻容网络；
[0005]
所述驱动电路包括驱动网络和控制器，所述驱动网络的一端电性连接至控制器的驱动脚，所述驱动网络的另一端电性连接至各个均压电路中的开关管；所述驱动网络用以驱动各个均压电路开关；
[0006]
所述驱动电路的vcc引脚电性连接输出过载延时保护电路，所述输出过载延时保护电路用以在输出电流达到过载设定值时关闭控制器。
[0007]
进一步的，所述均压电阻网络包括第一电阻、第二电阻，所述第一电阻、第二电阻串联在一起且并联在所述电解电容的两端。
[0008]
进一步的，所述阻容网络包括第五电阻、第六电阻、第一电容、第二电容、第一二级管、第二二极管，第一电阻、第二电阻、第三电阻以及第四电阻并联以后再串联第一二极管、第二二级管，所述第一二极管、第二二级管连接至开关管的漏极。
[0009]
进一步的，各个所述均压电路中的绕组均设于一个磁芯架上，各个绕组的电路连接方式也均相同。
[0010]
进一步的，所述绕组的初级匝数为26圈、vcc供电绕组匝数为3圈、次级匝数为6圈。
[0011]
进一步的，所述输出过载延时保护电路包括电流比较放大器电路、延时锁定电路以及关断电路；所述电流比较放大器电路的一端连接至反激光电路、另一端连接至延时锁定电路，所述电流比较放大器电路用以将输出电流与基准电流作比较，所述延时锁定电路电性连接至所述关断电路，所述关断电路与驱动网络的vcc部分相连，所述延时锁定电路用
以将锁紧电压输出至关断电路，所述关断电路用以关闭控制器。
[0012]
本实用新型的有益效果是：
[0013]
1、由多个电解电容的串联形式来平均输入的电压，使得每个开关管承受的电压降低，使得变压器能提供更大的负载的能力，使得输出功率提升到三百瓦；
[0014]
2、绕组的结构设计使得可绕制的窗口最大化，保证了对磁芯的充分的利用，减少了漏感；
[0015]
3、高压输入反激开关电源在过载状态下工作(打嗝保护，输出短路引起过高的尖峰电压)极易引起功率mosfet耐压超标，导致故障，所以此开关电源加了输出过载延时关断电路，确保安全。
附图说明
[0016]
图1示出了本实用新型的反激光电路示意图；
[0017]
图2示出了本实用新型的输出过载延时关断电路示意图；
[0018]
图3示出了本实用新型的绕组卷制过程示意图。
具体实施方式
[0019]
为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。
[0020]
多绕组平均高压变压器的光伏中大功率反激开关电源，包括反激光电路、驱动电路以及输出过载延时保护电路；所述反激光电路包括多组串联设置的均压电路，所述均压电路包括电解电容，所述电解电容的两端并联有均压电阻网络；每个所述电解电容均对应有一个变压器的绕组，所述电解电容的正极连接至绕组的一端，所述绕组的另一端连接至开关管的漏极，所述电解电容的正极与开关管的漏极之间连接有阻容网络；
[0021]
所述驱动电路包括驱动网络和控制器，所述驱动网络的一端电性连接至控制器的驱动脚，所述驱动网络的另一端电性连接至各个均压电路中的开关管；所述驱动网络用以驱动各个均压电路开关；
[0022]
所述驱动电路的vcc引脚电性连接输出过载延时保护电路，所述输出过载延时保护电路用以在输出电流达到过载设定值时关闭控制器。
[0023]
作为上述技术方案的改进，所述均压电阻网络包括第一电阻、第二电阻、第三电阻以及第四电阻，所述第一电阻、第二电阻串联在一起且并联在所述电解电容的两端，所述所述第三电阻、第四电阻串联在一起且并联在所述电解电容的两端。
[0024]
作为上述技术方案的改进，所述阻容网络包括第五电阻、第六电阻、第一电容、第二电容、第一二级管、第二二极管，第一电阻、第二电阻、第三电阻以及第四电阻并联以后再串联第一二极管、第二二级管，所述第一二极管、第二二级管连接至开关管的漏极。
[0025]
作为上述技术方案的改进，各个所述均压电路中的绕组均设于一个磁芯架上，各个绕组的电路连接方式也均相同；共用一个磁芯和骨架，提高了磁芯的利用率，有利于中变压器大功率的输出。
[0026]
作为上述技术方案的改进，所述绕组的初级匝数为26圈、vcc供电绕组匝数为3圈、
次级匝数为6圈；上述缠绕方式能够保证利用最大窗口面积和绕组的宽度。
[0027]
作为上述技术方案的改进，所述输出过载延时保护电路包括电流比较放大器电路、延时锁定电路以及关断电路；所述电流比较放大器电路的一端连接至反激光电路、另一端连接至延时锁定电路，所述电流比较放大器电路用以将输出电流与基准电流作比较，所述延时锁定电路电性连接至所述关断电路，所述关断电路与驱动网络的vcc部分相连，所述延时锁定电路用以将锁紧电压输出至关断电路，所述关断电路用以关闭控制器。
[0028]
示例性的如图1所示，均压电路设有四组；
[0029]
各组均压电路的连接：首先输入的电解电容c5的正极连接在hv+高压的正极，负极串联电解电容c6的正极。电解电容c6的负极串联电解电容c7的正极，电解电容c7的负极串联电解电容c8的正极，电解电容c8负极接地。将四个电解电容串联后将输入的直流的高压平均，也就是每个电解电容上分配的电压为输入电压的四分之一。
[0030]
四组均压电阻网络的布设：均压电阻r9、r10串联以后并联在c5的两端，均压电阻r11，r12串联以后并联在c6的两端，均压电阻r13、r14串联以后并联在c7的两端，均压电阻r15、r16串联以后并联在c8的两端。
[0031]
四个绕组的布设：四个均压串联的电容就有四个绕组与之对应，这四个绕组共用一个磁芯和骨架，提高了磁芯的利用率，有利于中变压器大功率的输出。四个绕组和电路的连接方式也是完全相同的。电解电容c5对应第一个变压器的绕组n1，电解电容c5的正极连接到绕组n1的一端。绕组n1的另一端连接在开关管q4的漏极。阻容网络r126，r134和c45，c46并联以后串联二极管d11，d12连接在hv+和开关管q4的漏极之间。电解电容c6对应第二个绕组n2，电解电容c6的正极连接绕组n2的一端，也就是c5的负极，绕组n2的另一端连接在开关管q3的漏极。阻容网络r117，r125与c43，c44并联后再串联二极管d9，d10，连接在电解电容c6的正极和开关管q3的漏极之间，电解电容c7对应了第三个绕组n3，电解电容c7的正极连接到绕组n3的一端，也就是电解电容c6的负极，绕组n3的另一端连接在开关管q2的漏极。阻容网络r109，r116和c41，c42并联后再串联二极管d7，d8连接在电解电容c7的正极和开关管q2的漏极之间。电解电容c8对应了第四个绕组n4，电解电容c8的正极连接到绕组n4的一端，也就是电解电容c7的负极，绕组n4的另一端连接在开关管q1的漏极，阻容网络r100，r108与c39，c40并联后再串联二极管d5，d6连接在电解电容c8的正极和开关管q1之间。
[0032]
以上就是整个变换器的重要的部分。由四个电解电容的串联形式来平均输入的电压，使得每个开关管承受的电压就比较低了，变压器初级每个绕组上的电压就没有那么高了由四个绕组来负担变压器的初级电流，使得变压器能提供更大的负载的能力，使得输出功率提升到三百瓦。
[0033]
有了最基本的变换电路，如何驱动变换器的的开关管工作，就需要驱动电路的配合工作。驱动电路包括：有ic1 ncp1380作为反激光电路的控制器，它的五脚就是驱动脚，连接电阻r37到q7 npn三极管的基极，q7 npn三极管的基极和q8 pnp三极管的基极相连，q7，q8的发射极也相互连接。q8的集电极接地。q7的集电极连接到ic1 ncp1380的六脚vcc供电端，q7，q8的发射极通过c16的串联到t2驱动变压器的一端，t2的另一端与q8的集电极相连也就是和地相连。q7，q8的发射极还需要通过电阻r38连接在驱动网络上，驱动网络由电阻r39和二极管d1连接后另外两端分别连接到q9 pnp三极管的基极和发射极，q9的发射极和
q1 mosfet的栅极相连。电阻r43并接在q1 mosfet的栅极和源极之间，源极通过过流电阻r48，r47接地。另外三组驱动电路则通过t2驱动变压器的三个绕组来实现的。t2的三个绕组n2，n3，n4分别连接与驱动q1相同的驱动网络上来实现分别对mosfet q2，q3，q4的驱动。
[0034]
整个反激式样变换器输入的最高电压1500vdc一分为四，每个电容上承受的最高电压只有375vdc，每个开关管mosfet所承受电压就不会超过800vdc，不必选用昂贵的高压mosfet，四个绕组相当于并联，平均承担了初级的电流，使得每个绕组的绕制变得简单，无需考虑高压大电流的不安全性，使得最大功率能提升到300w。变压器的选用ee42的配套磁芯和骨架。让可绕制的窗口最大化，保证了对磁芯的充分的利用，减少了漏感。将所有的高压的风险和不可靠的问题全部解决，提升了功率的密度，输出的可靠性也加强了。
[0035]
高压输入反激开关电源在过载状态下工作(打嗝保护，输出短路引起过高的尖峰电压)极易引起功率mosfet耐压超标，导致故障，所以此开关电源加了输出过载延时关断电路，确保安全；
[0036]
如图2所示，输出过载延时关断电路由三个子电路组成，
[0037]
首先是电流比较放大器电路：供电电容c14的正极通过电阻r59连接到可编程稳压器ic4的阴极，稳压二极管d18反向并联在电解电容c14的两端，ic4的可编程基准端口和其阴极相连。阳极接地端。c27并联在ic4的阴极和阳极之间。ic3b比较器的反相输入端通过r60和ic4的阴极相连。电阻r62，r61分别接在ic3b比较器的反相输入端与地端间。ic3b比较器的同相输入端通过电阻r63连接到过流电阻r49，r50互相并联。c26并联在ic3b比较器的同相输入端和反相输入端之间。c25跨接在ic3b输出端和反相输入端之间。由r49，r50，r59，r60，r61，r62，r63，c14，c25，c26，c27，d18，ic3b，ic4共同组成电流比较放大器电路。
[0038]
第二个是延时锁定电路：ic3a反相输入端接在ic4的阴极，ic3a同相输入端通过电阻r65和ic3a的输出端相连，二极管d15的阴极连接到ic3a同相输入端，d15阳极连接ic3a的输出端，二极管d16阴极通过电阻r66连接在光藕pc2的次级一端部分，光藕pc2的次级另一端部分接地。pc2次级两端之间并联吸收电容c34，ic3a电源端口并联吸收电容c15，c15的其中一端接在地端。
[0039]
第三个是关断电路：光藕pc2的初级一端通过r38与ic1的vcc部分相连。ic1的vcc通过如图2的r42，r40分别连接到q6 pnp三极管的发射极和基极。q6的基极通过r41连接至q5 npn三极管的集电极，q6的集电极和q5的基极相连。q5基极连接d10的阴极，d10阳极分别连接至pc2光藕初级的另一端，和r9电阻的一端。r9的另一端接地。q5的发射极连接至地端，电阻r39跨接在q5的基极和发射极之间，c29并联在r29电阻两端。由r9，r38，r39，r40，r41，r42，c29，d10，q5，q6，pc2，ic1共同组成的隔离关断电路。
[0040]
输出过载延时关断电路的动作过程为：如图1中的r49，r50检测输出电流，加到如图2中的电流比较器同相端，与反相端由ic4及周边元件组成的基准电压比较，输出电流达到过载设定值时，比较器输出高电平，通道r65，c28的积分电路加到ic3a的锁定比较器，锁定电压通过pc2加到互补晶体管电路将ic1的供电拉低，开关电源控制器ic1停止工作，电源关闭。
[0041]
上述变压器绕组的设计过程为：
[0042]
首先这个变压器的初级有四个完全相同的绕组，电路结构也一样，只要设计一个绕组，其余都是相同的。绕组的方法也相同。举例说明
[0043]
设计参数vin＝400vdc-1500vdc、vo＝26v io＝11.5a、磁心ee4242b ae＝178mm2；
[0044]
1：只设计一个绕组，先确定电源电压最低vin＝400/4＝100vdc,最高为vin＝1500/4＝375vdc设置频率为100khz,最大占空比为0.55。这样就和普通的反激变压器的设计就没有什么区别。经过计算得到初级这一个绕组的匝数为26圈，vcc供电绕组匝数为3圈。次级26v输出的绕组匝数为6圈26圈的电感量为90uh。另外其余三个相同的绕组也是26圈。
[0045]
2：绕制结构的说明
[0046]
采用单独分列的绕制方法将初次级很好的耦合在一起。从内到外的线圈绕组依次是n1初级26t，n2次级6t，n3初级26t，n4次级6t，n5初级26t,n6次级6t，n7初级26t，n8初级vcc供电绕组(采用飞线的方式，没有针脚位)，保证利用最大窗口面积和绕组的宽度。(如图3所示)
[0047]
以上所述仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。