一种电源快速启机及稳定进出待机的装置的制作方法

[0001]
本实用新型涉及一种led电源，尤其是涉及一种电源快速启机及稳定进出待机的装置。


背景技术：

[0002]
随着技术的不断发展，市场对led电源提出了越来越高越来越细节的要求，尤其是高端市场。待机功耗正朝着0.2w的目标设定；系统的快速响应却要求更高，这就要求待机唤醒必然是一个非常迅速而稳定的过程。此外在实际应用场合，上电时所有的灯不同时点亮，造成所谓爆米花上电，降低了人们的视觉体验。同时亮灯是高品质照明应用场合所必须的。快速一致的开机时间和响应时间也进入了dali2.0标准中。
[0003]
为了实现0.2w的待机，可以用单独的ac/dc待机电源，或者在次级侧从vbus上加入dc/dc转换电路,但是这样都会增加成本。如果不增加待机电源，通常要求vbus在待机情况下进入低压模式，以能维持系统继续工作为目的，这样后级的阻性耗损元器件的损耗会降低电压降低倍数的平方倍，而恒流的负载线性降低，其它降压变换器也会提高效率。
[0004]
高性能的led电源通常具有如下两级或三级的结构，且通常已经有可编程控制单元控制，如图1所示。前级或者是单级的具有pf校正功能的ac/dc变换，或者是两级的变换(如pf校正加dc/dc)以得到适当的vbus电压，给后级恒流或恒压led驱动提供直流电。对于带有控制芯片的智能电源，控制芯片本身也需要供电，这个供电通常为了节省成本采用附加的次级绕组，有时也由vbus通过dc/dc进行提供。高端led驱动目前多具有隔离输出，现以带隔离输出的两级电路为例说明本实用新型，不隔离的线路及多级线路同样适用。
[0005]
隔离的两级线路前级的拓扑多用反激电路，隔离通常由前级实现。在反激电感的设计里面通常由4组或3组线圈。初次侧有主绕组lp1，及给反激芯片及控制线路供电的绕组lp2；次级有给负载供电vbus的主绕组ls1和控制供电vctrl用的绕组ls2，对于智能控制来说，次级侧还有智能控制芯片由vctrl供电。如图2所示。有些设计采用通过vbus提供控制线路及芯片的电源，在此同样适用，不再累述。
[0006]
由于日益降低的待机功耗要求，次级侧的主回路要求在无主回路负载的待机状态下降低电压以确保目标达成。为了改变vbus电压，现有的做法是单纯地直接改变电压设定点，如图2所示的开关式控制方案，通过断开s1而降低vbus(s1是任何可控电子开关)会引起一系列问题。由于待机状态主回路无负载消耗，立刻改变设定电压如从vbus到1/n vbus,ac/dc控制芯片处于几乎无开关状态，进入深度burst模式，从而使得原副边的控制电源可能耗尽，而用很大的原边vcc电容则会造成启机时间长、快速开关机时间长等问题。当原边电源vcc低于某个电压，如uvlo门限,芯片会等到vcc放电到另一个门限，如vcc start再重启，这样会推迟进入待机时间，而如果副边的负载线圈电压依然很高，使得这种重启一直重复。因为启动过程会从整流桥后高压dc上取电，而副边主回路电源电压因无负载及重启充电无法降低，使得待机功耗增大；而在这个过程中，由于ac/dc控制芯片疏于开关，副边控制电源电压可能过低，就会造成控制系统无法通讯，或提前进入关机程序。此外，由于单级pfc
线路为了保证pf/thd的品质，响应速度很缓慢，在突然闭合或打开s1时，造成vbus的过冲。正向过冲引起元器件选择的成本增加，体积增大，以及led负载可能的闪烁；负向过冲又会产生线路的误动作，或者只能在待机电压上做妥协，无法做到最低功耗。此外，还存在开机vbus过冲造成的闪烁及启机时间过长和一致性的问题。在具有pf矫正的flyback回路中，由于系统的响应较慢，vbus在开机时会产生过冲，如果在过冲的过程中开启dc/dc给led供电，就会看到闪烁，如果等待vbus平稳则会拉长开机时间，而且因为各个产品的差异性，使得开机时间不一致，更糟糕的是，这种过冲同样会导致原边控制芯片vcc供电不足而进入重启，因而拉长开机时间，并造成开机时间不一致。图3给出了现有方案的启机和进入及退出待机的过程。


技术实现要素：

[0007]
本实用新型的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种电源快速启机及稳定进出待机的装置。
[0008]
本实用新型的目的可以通过以下技术方案来实现：
[0009]
一种电源快速启机及稳定进出待机的装置，包括vbus、vref、电阻ra、电阻rb、电容ca、控制器和转换电路，所述的vbus、电阻ra、电阻rb依次串联，所述的电容ca一端与vbus连接，另一端接地，所述的vref接在电阻ra、电阻rb之间，所述的转换电路一端接在电阻ra、电阻rb之间，另一端与控制器连接。
[0010]
优选地，所述的控制器通过dac接口与转换电路连接。
[0011]
优选地，所述的转换电路为电阻rd。
[0012]
优选地，所述的电阻rd通过二极管da与控制器连接，所述的二极管da正极与电阻rd连接，负极与控制器连接。
[0013]
优选地，所述的装置还包括接在电阻ra、电阻rb之间的电阻rc；
[0014]
所述的vref接在电阻ra和电阻rc之间，所述的转换电路接在电阻rb和电阻rc之间；或者所述的转换电路接在电阻ra和电阻rc之间，所述的vref接在电阻rb和电阻rc之间。
[0015]
优选地，所述的转换电路包括三极管和电阻rd，其中三极管的基极与控制器连接，发射极接地，集电极通过电阻rd接在电阻ra和电阻rc之间。
[0016]
优选地，所述的控制器通过i/o口与转换电路连接。
[0017]
优选地，所述的控制器通过pwm口与转换电路连接。
[0018]
优选地，所述的转换电路包括电阻rd和滤波器，所述的电阻rd一端接在电阻ra、电阻rb之间，另一端通过滤波器与控制器连接。
[0019]
优选地，所述的转换电路包括电阻rd、电阻re和电容cb，所述的电阻rd一端接在电阻ra、电阻rb之间，另一端通过电阻re与控制器连接，所述的电容cb一端接在电阻rd、电阻re之间，另一端接地。
[0020]
与现有技术相比，本实用新型具有以下优点：
[0021]
1)本实用新型针对解决高性能智能led电源为满足待机低功耗，负载快速响应要求而在设计过程中出现的动态问题，采用硬件技术给出一种低成本方案，本实用新型具有达到最低待机功耗和缩短开机时间及进出待机时间等优点。
[0022]
2)本实用新型可适用于两级以上线路的acdc电源，且不止于led电源，本实用新型
中所用的技术也适用于静态设定bus电压及bus根据不同的负载跳变控制。
附图说明
[0023]
图1为现有高性能的led电源一般拓扑结构示意图；
[0024]
图2为现有的待机控制电路示意图；
[0025]
图3为现有待机控制电路的启机和进入及退出待机过程示意图；
[0026]
图4为控制器通过模拟口影响反馈电路方案一示意图；
[0027]
图5为控制器通过模拟口影响反馈电路方案一的一种实现方式示意图；
[0028]
图6为控制器通过模拟口影响反馈电路方案一的另一种实现方式示意图；
[0029]
图7为控制器通过模拟口影响反馈电路方案二示意图；
[0030]
图8为控制器通过模拟口影响反馈电路方案二的一种实现方式示意图；
[0031]
图9为控制器通过模拟口影响反馈电路方案三示意图；
[0032]
图10为控制器通过i/o口或pwm口发送pwm信号影响反馈电路方案一示意图；
[0033]
图11为控制器通过i/o口或pwm口发送pwm信号影响反馈电路方案一的一种实现方式示意图；
[0034]
图12为电阻负载下的vbus降压曲线示意图；
[0035]
图13为恒流负载下的vbus降压曲线示意图；
[0036]
图14为恒功率负载下的vbus降压曲线示意图；
[0037]
图15为电阻负载情况下两段线性曲线进入待机示意图；
[0038]
图16为电阻负载情况下单段指数曲线进入待机示意图。
具体实施方式
[0039]
下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本实用新型的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应属于本实用新型保护的范围。
[0040]
如图4-11所示，一种电源快速启机及稳定进出待机的装置，包括vbus、vref、电阻ra、电阻rb、电容ca、控制器和转换电路，所述的vbus、电阻ra、电阻rb依次串联，所述的电容ca一端与vbus连接，另一端接地，所述的vref接在电阻ra、电阻rb之间，所述的转换电路一端接在电阻ra、电阻rb之间，另一端与控制器连接。
[0041]
如图4所示，所述的控制器通过dac接口与转换电路连接。
[0042]
如图5所示，所述的转换电路为电阻rd。
[0043]
如图6所示，所述的电阻rd通过二极管da与控制器连接，所述的二极管da正极与电阻rd连接，负极与控制器连接。
[0044]
如图7和9所示，所述的装置还包括接在电阻ra、电阻rb之间的电阻rc；
[0045]
所述的vref接在电阻ra和电阻rc之间，所述的转换电路接在电阻rb和电阻rc之间；或者所述的转换电路接在电阻ra和电阻rc之间，所述的vref接在电阻rb和电阻rc之间。
[0046]
如图8所示，所述的转换电路包括三极管和电阻rd，其中三极管的基极与控制器连接，发射极接地，集电极通过电阻rd接在电阻ra和电阻rc之间。
[0047]
如图10-11所示，所述的控制器通过i/o口或pwm口与转换电路连接。
[0048]
如图10所示，所述的转换电路包括电阻rd和滤波器，所述的电阻rd一端接在电阻ra、电阻rb之间，另一端通过滤波器与控制器连接。
[0049]
如图11所示，所述的转换电路包括电阻rd、电阻re和电容cb，所述的电阻rd一端接在电阻ra、电阻rb之间，另一端通过电阻re与控制器连接，所述的电容cb一端接在电阻rd、电阻re之间，另一端接地。
[0050]
图4～9给出了模拟实施方案。模拟实施方案中的dac输出可以用pwm方案加转换电路如滤波器替代。图10～11给出了pwm实施方案。其中ra～rc是vbus采样电阻，如同图2中的r15和r16的作用，vref接到反馈控制的反馈输入点。
[0051]
在模拟控制方案中，可编程控制器通过模拟输出口，把信号通过转换线路加在反馈电路输入点vref上，如图4所示，或加在采样电阻串的任一点上，例如图7图9所示。图5是图4方案的一个具体实现。在控制器没上电时，如起跳过程，dac端口是高阻状态，vbus的电压由ra,rb决定，vbus＝vref*(ra+rb)/rb；当dac输出小于vref目标值时，vbus电压则会上升，高于单独由ra和rb分压所决定的电压，反之则反。如果在控制策略中只需要单向控制，则可以在dac网络加入二极管。如图6所示。此时控制器只能使得vbus升高，vbus的低压由ra和rb及vref决定，不受控制器影响，适合于低压精度要求高的场合。
[0052]
转换电路本身还可以由运放，晶体管等各种线性电路来实现。如图8给出另一种三极管的转换电路，这在不需要精确控制vbus变换曲线或设定点的情况下可以使用，使用运放则可以精确设定vbus。另外，转换电路可以省略。在没有转换电路的情况下，ra～rc在控制器没上电时或输出为高阻时单独起分压作用，如控制器在待机状态下可以设dac脚为开漏，这样dac输出为高阻，而一旦控制器上电并配置成dac端口，则控制回路由控制器接管。
[0053]
图10和图11给出pwm的解决方案。可以用一般的io口，或者pwm通道口，由可编程控制器发出pwm信号，通过滤波器滤波后连接到反馈回路进行控制。端口的配置可以是开漏也可以是推挽。当配置成开漏时，控制器对vbus的影响仅仅是使得它高于ra，rb所决定的电压，当配置成推挽时，则可高或低于该值。当占空比为0时，pwm口相当于对地短路，rb与rd并联再和ra组成分压电路，电压最高。当占空比为100％时，对于开漏，则如同高阻，vbus由ra和rb分压决定，电压最低，对于推挽，则相当于控制器的vcc电压加在rd右端,其对vbus的影响如同dac控制。当占空比在0到1之间时，其平均输出电压，即占空比和vcc电平的乘积和ra，rb，rd一起决定vbus，如同模拟控制。
[0054]
本实用新型配合实现软起机和进入退出待机过程，描述如下：
[0055]
开机过程控制过程：
[0056]
1.在ac上电后，vbus由原边控制芯片和硬件反馈回路的控制下上升，最高仅可以升到ra～rc所决定的电压vs
[0057]
2.次级可编程控制器上电并开始监测vbus电压。控制器可以在一旦监测到vbus就对vbus进行引导控制，或当vbus达到某特定值vstctrl，稳定一段时间(此时间可以为0)则开始以一定的控制曲线引导vbus上升。曲线可以以计算或者查表的方式实现。以图5为例dac从vref电压或某个特定值，可以是对应于当时vbus检测值的dac值一直降到0v或某个设定值,以图10为例对于pwm控制则从100％，或某个特定值，可以是对应于当前测到的vbus值的pwm值下降占空比到0％，或某个设定值。控制曲线可采用多段线性控制，在起始段上升斜
率较高，最终段斜率较低的方式达到快速且无过冲的vbus稳定过程；也可以采用其它多段或单一函数控制曲线，如指数曲线，三角函数曲线等，每段可以用不同函数控制曲线或同种函数曲线而参数不同，每段控制之间可以有维持该vbus值的稳定时间或没有该时间段，以达到平稳迅速精确控制的目的。
[0058]
进入及退出待机过程控制过程：
[0059]
1.在待机条件满足后，次级控制器以一定的曲线引导vbus下降。以图5为例使dac从0v或某对应于额定电压的特定值到vref或某对应于待机电压的设定值，以图10为例pwm占空比从0％或某对应于额定工作电压的特定值到100％或对应于待机电压的某个设定值。该曲线目的是维持原边控制器开关震荡，以便满足原副边对控制电源的需求，同时尽可能快的速度进入待机。快速性不仅能够促进节能而且能降低产线测试待机功耗所需等待的时间。
[0060]
2.为了防止下冲，并保证进入待机时间不能过长，仍然可以用多段线性的控制曲线或者其它多段或单个函数控制曲线。所用函数和算法可以根据负载情况进行编制。负载可能是电阻负载，恒流负载或恒功率负载，或者不同种类的结合，对于不同的负载可以采用以下曲线及它们的结合及可能的分段组合，但不止于建议的曲线。
[0061]
a)对于电阻负载，vbus自然下降曲线是指数曲线：vbus(t)＝vbus0*exp(-t/(rc))，见图12；
[0062]
b)对于恒流负载，vbus(t)＝vbus0-i/c*t，见图13；
[0063]
c)对于恒功率负载，见图14；
[0064]
其中p是负载功率，i是负载电流，r是负载电阻，c是次级总电容，vbus0是vbus在待机前的初始电压。
[0065]
图15给出了一个电阻负载情况下的两段线性控制曲线进入待机的案例。
[0066]
图16给出了电阻负载情况下单段指数曲线进入待机的案例。
[0067]
可以看到在使用指数曲线时，原边控制芯片一直工作在可调控状态，vcc没有任何下降；在使用两段线性的控制曲线时，尽管vcc有所下降，但是没有进入uvlo模式，所以仍能很好地进入待机。
[0068]
3.当收到调光命令或其它满足退出待机要求后，要迅速抬高vbus到正常工作状态，而又要防止过冲造成的灯闪，同样采用多段线性的控制曲线或其它控制曲线使vbus迅速恢复。以图5为例使dac从vref或某对应于待机电压的设定值到0v或某对应于额定电压的特定值，以图10为例pwm占空比从100％或对应于待机电压的某个设定值到0％或某对应于额定工作电压的特定值。该曲线目的是使控制系统快速平稳地控制vbus到达额定工作电压。
[0069]
通过上述技术，原设计的开机时间从350ms到760ms的范围收缩到在350ms到380ms之间，待机功耗从原先0.32w到0.9w的范围稳定在0.32w到0.38w的范围，待机恢复时不再有灯闪，待机恢复时间通过了dali测试机的检验。
[0070]
以上所述，仅为本实用新型的具体实施方式，但本实用新型的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本实用新型揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本实用新型的保护范围之内。因此，本实用
新型的保护范围应以权利要求的保护范围为准。