一种集成开关电容电路的单极可升压逆变器的制作方法

本实用新型属于dc-ac变换设备技术领域，涉及一种集成开关电容电路的单极可升压逆变电路。

背景技术：

目前，能源危机和环境污染问题的加剧，促使了可再生能源的快速发展。太阳能作为清洁的可再生能源之一，具有相当大的发展前景。传统的光伏发电系统将多级串联的光伏电池输出电压利用dc/ad逆变器输出至电网，但多级的结构具有较高的生产成本和故障率。在此基础上，在光伏电池和电网中间加入dc/dc升压变换器，先完成升压，再行逆变，但这种dc/dc-dc/ac的结构会导致系统结构复杂、工作效率低等问题。文献“pengfz.z-sourceinverter[j].ieeetransactionsonindustryapplication,2003,39(2):504-510”所提出的z源逆变器作为一种新型单级升降压逆变电路将直通信号加入逆变传统零状态上，同时实现了升压和逆变功能，且具有电路结构简单、安全性高的优点。但是z源逆变器的自身拓扑结构反映出其升压能力有限，获得高升压的前提是有较高的直通占空比，这样降低了逆变器的调制因子，起到了反向调节作用，限制了其应用范围。文献“powerelectronics,2011,26(12):3453-3463”所提出的变压器型z源逆变器(trans-zsi)将储能电感替换为耦合电感，实现了升压比双自由度调节，且在较小的直通占空比条件下，通过改变耦合电感匝数比，仍可获得较大的直流链升压比。在此基础上，逆变调制因子也较大，可获得较高的逆变电压增益。但是，耦合电感的高匝数比会造成较大的漏感和串联电阻等不良参数，不但会使工作效率降低，而且漏感释放的能量会造成大的直流链电压峰值，逆变效果差，影响电路工作性能。文献“nguyenmk,duongtd,limyc,kimyg.switched-capacitorquasi-switchedboostinverters[j]ieeetransactionsonindustrialelectronics,2018,65(6):5105-5113.vol.”所提出的开关电容准开关升压逆变器通过引入开关电容结构，在无耦合电感的情况下实现了单极高升压，但是引入的额外的开关管，增加了变换器成本和控制电路的复杂度。

为了解决上述问题，可通过多级电路进行级联，在较小的直通占空比情况下，获得较高的电压增益，但这样增加了电路中元器件的数量，提高了电路的复杂程度，降低了工作效率。因此，寻找一种在较低直通占空比下能获得较高的电压增益、结构简单、工作效率高、逆变效果好的逆变电路已经成为当下本领域的研究热点。

技术实现要素：
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本实用新型的发明目的在于克服现有技术存在的缺点，设计提供了一种集成开关电容电路的单极可升压逆变器，在无耦合电感的情况下，利用较小的直通占空比和较大的调制因子，能够获得较高的电压增益，同时拓扑电路工作效率高，故障率低，逆变效果好。

为了实现上述目的，本实用新型所述集成开关电容电路的单极可升压逆变器主体结构包括直流电源、储能单元、无耦合电感单元和开关模块，开关模块通过导通或截止的切换，控制直流电源以及无耦合电感单元是否向负载提供或停止提供能量；储能单元包括开关电容网络和准z源电容网络两部分，开关模块为传统逆变桥，包括六个功率开关管；上桥壁功率开关管的漏极分别与第二电感和准z源网络中第二电容的阳极相连；下桥臂功率开关管的源极分别与直流电源的负极、准z源网络中第一电容的阴极以及开关电容网络中第三电容的阴极相连；无耦合电感单元包括两个不相互耦合的第一电感和第二电感，第一电感的一端与直流电源的正极相连，另一端分别与开关电容网络中第二二极管的阳极、第四电容的阴极以及第四二极管的阳极相连；第二电感的一端分别与开关电容网络中第三二极管的阴极、准z源网络中第一二极管以及准z源网络中第一电容的阳极相连。

本实用新型所述开关电容网络结构由第二二极管、第三二极管、第四二极管和第五二极管、第三电容和第四电容组成，第二二极管的阳极与第一电感相连，阴极与第二电容的阴极相连；第三二极管的阳极分别与第五二极管的阴极及第四电容的阳极相连，阴极与准z源网络相连；第四二极管的阳极分别与第一电感、第二二极管和第四电容的阴极相连，阴极与第三电容的阳极和第五二极管的阳极相连；第五二极管的阳极分别与第四二极管的阴极和第三电容的阳极相连，阴极分别与第四电容的阳极和第三二极管的阳极相连；第三电容的阳极分别与第四二极管的阴极和第五二极管的阳极相连，阴极与直流电源的负极相连；第四电容的阳极分别与第五二极管的阴极和第三二极管的阳极相连，阴极分别与第一电感、第二二极管的阳极和第四二极管的阳极相连。

本实用新型所述准z源网络由第一电容、第二电容和第一二极管组成，第一二极管的阳极分别与第二二极管的阴极和第二电容的阴极相连，阴极分别与第三二极管的阴极、第一电容的阳极和第二电感的一端相连；第一电容的阳极分别与第一二极管的阴极、第三二极管的阴极和第二电感的一端相连，阴极与直流电源的负极相连；第二电容的阳极分别与逆变桥的上桥臂和第二电感的一端相连，阴极分别与第一二极管的阳极和第二二极管的阴极相连。

本实用新型所述开关模块的导通或截止采用单极性的spwm控制方式，能够提高开关模块的工作效率，减小开关损耗。

本实用新型在一个工作周期内有两种工作状态，一是逆变桥为直通状态，第四二极管、第三二极管、第一二极管反向截止，第二二极管、第四二极管正向导通，此时存在三个主要回路，第二电容放电，与输入直流电源串联为第一电感储能；第三电容放电，第四电容充电，能量从第三电容转移到第四电容，实现开关电容中电压泵的过程；第一电容放电为第二电感储能；二是逆变桥为非直通状态，第四二极管、第三二极管、第一二极管正向导通，第二二极管、第四二极管反向截止，此状态下能量的传导过程为直流电源-第一电感-第四电容-第三二极管-第二电感-vpn,直流电源和第一电感串联给第三电容充电，第二电感通过第一二极管给第二电容充电，与此同时，直流电源、第一电感、第四电容串联为第一电容充电。

本实用新型与现有的dc-ac升压变换器相比，在原准z源逆变器的基础之上加入开关电容结构，通过电压泵的原理使升压效果显著提升，在没有增加耦合电感和额外开关管的情况下，最大限度地提升了电压增益，避免了极限占空比情况的出现，实现了在较小占空比的情况下宽范围电压输出的功能，减小了电磁干扰，增加了电路工作的可靠性，在具有同等升压能力的条件下，减小了磁芯电感的体积和重量，降低了元件的电压应力，提高了变换器的转换效率和功率密度；其电路整体结构设计合理，电学原理可靠，使用安全，环境友好，操作简单，功率密度高，具有较大的应用潜力。

附图说明：

图1为本实用新型的主体电路结构原理示意图。

图2为本实用新型的功率开关管导通的工作状态示意图。

图3为本实用新型的功率开关管关断的工作状态示意图。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本实用新型作进一步说明。

实施例1：

本实施例的电路原理示意图如图1所示，包括直流电源vg、储能单元、无耦合电感单元和开关模块，开关模块通过导通或截止的切换，控制直流电源vg以及无耦合电感单元是否向负载提供或停止提供能量；储能单元包括开关电容网络和准z源电容网络两部分，开关模块为传统逆变桥，包括六个功率开关管s1-s6，用于改变变换器的工作状态，其中上桥壁功率开关管s1-s3的漏极分别与第二电感l2和准z源网络中第二电容c2的阳极相连；下桥臂功率开关管s4-s6的源极分别与直流电源vg的负极、准z源网络中第一电容c1的阴极以及开关电容网络中第三电容c3的阴极相连；无耦合电感单元包括两个不相互耦合的第一电感l1和第二电感l2，第一电感l1的一端与直流电源vg的正极相连，另一端分别与开关电容网络中第二二极管d2的阳极、第四电容c4的阴极以及第四二极管d4的阳极相连；第二电感l2的一端分别与开关电容网络中第三二极管d3的阴极、准z源网络中第一二极管d1以及准z源网络中第一电容c1的阳极相连，无耦合电感单元通过开关电容的电压泵技术来提升电压增益，既避免了变换器出现极限占空比情况，还可以减小开关管导通和开关损耗。

本实施例所述开关电容网络结构由四个二极管d2-d5和两个电容c3、c4组成，第二二极管d2的阳极与第一电感l1相连，阴极与第二电容c2的阴极相连；第三二极管d3的阳极分别与第五二极管d5的阴极及第四电容c4的阳极相连，阴极与准z源网络相连；第四二极管d4的阳极分别与第一电感l1、第二二极管d2和第四电容c4的阴极相连，阴极与第三电容c3的阳极和第五二极管d5的阳极相连；第五二极管d5的阳极分别与第四二极管d4的阴极和第三电容c3的阳极相连，阴极分别与第四电容c4的阳极和第三二极管d3的阳极相连；第三电容c3的阳极分别与第四二极管d4的阴极和第五二极管d5的阳极相连，阴极与直流电源vg的负极相连；第四电容c4的阳极分别与第五二极管d5的阴极和第三二极管d3的阳极相连，阴极分别与第一电感l1、第二二极管d2的阳极和第四二极管d4的阳极相连。

本实施例所述准z源网络由两个电容c1、c2和一个二极管d1组成，第一二极管d1的阳极分别与第二二极管d2的阴极和第二电容c2的阴极相连，阴极分别与第三二极管d3的阴极、第一电容c1的阳极和第二电感l2的一端相连；第一电容c1的阳极分别与第一二极管d1的阴极、第三二极管d3的阴极和第二电感l2的一端相连，阴极与直流电源vg的负极相连；第二电容c2的阳极分别与逆变桥的上桥臂和第二电感l2的一端相连，阴极分别与第一二极管d1的阳极和第二二极管d2的阴极相连。

本实施例所述二极管d1～d5为快恢复二极管，快恢复二极管是一种具有开关特性好、反向恢复时间短特点的半导体二极管，快恢复二极管的内部结构与普通pn结二极管不同，它属于pin结型二极管，即在p型硅材料与n型硅材料中间增加了基区i，构成pin硅片，因基区很薄，反向恢复电荷很小，所以快恢复二极管应用在本实施例中可以实现反向恢复时间短，正向压降低，反向耐压值高的效果。

本实施例所述开关模块的导通或截止采用spwm控制方法，spwm控制方法包括双极性spwm控制方法和单极性控制方法。与单极性模式相比，双极性spwm模式控制电路和主电路比较简单，但是单极性spwm模式要比双极性spwm模式输出电压中、高次谐波分量小得多，本实施例采用单极性的spwm控制方法实现开关模块的导通或截止，能够提高开关模块的工作效率，减小开关损耗。

本实施例的工作状态示意图如图2和图3所示。在一个工作周期内，一共有两种工作状态，直通状态时时的工作状态示意图如图2所示，第四二极管d4、第三二极管d3、第一二极管d1反向截止，第二二极管d2、第四二极管d4正向导通，此时存在三个主要回路，第二电容c2放电，与输入直流电源串联为第一电感l1储能；第三电容c3放电，第四电容c4充电，能量从第三电容c3转移到第四电容c4，实现开关电容中电压泵的过程；第一电容c1放电为第二电感l2储能；图3为非直通状态时的工作状态，第四二极管d4、第三二极管d3、第一二极管d1正向导通，第二二极管d2、第四二极管d4反向截止，此状态下能量的传导过程为直流电源vg-第一电感l1-第四电容c4-第三二极管d3-第二电感l2-vpn,直流电源vg和第一电感l1串联给第三电容c3充电，第二电感l2通过第一二极管d1给第二电容c2充电，与此同时，直流电源vg、第一电感l1、第四电容c4串联为第一电容c1充电。

本实施例所述逆变器的拓扑结构在具体工作过程中具有两个工作模式：

模式一即逆变桥为直通状态时，由电路的kvl定律可得：

模式二即逆变桥为非直通状态时，由电路的kvl定律可得：

利用第一电感l1、第二l2的伏秒平衡法则，得到输出直流母线电压的表达式为：

其中，b为该变换器的电压增益，dsh为占空比。

实施例2：

本实施例当输出电压要求转换为输入电压的3.63倍时，若按照传统准z源拓扑的输出电压表达式：

要达到输出电压的要求，其占空比值为0.362，此时由于受到调制比的限制，逆变桥开关管的占空比已经处于极限状态，影响工作效率和输出波形的质量，并对相关器件会产生较大的损害；

当按照本实施例提出的变换器增益表达式时：

当直通占空比为0.15时，就可达到输出要求。因此，本实施例较原有准z源拓扑而言，即可实现宽范围电压的输出，同时避免极限占空比出现的情况，还有效提高了拓扑的工作效率，并减小对各器件的损耗。

上述虽然结合附图对本实用新型的具体实施方式进行了描述，但并非对本实用新型保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本实用新型的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本实用新型的保护范围以内。