电力转换装置的制作方法

本发明涉及一种具备半导体开关元件的电力转换装置，特别是，涉及根据电力转换装置的输出电流来调整该半导体开关元件的驱动能力的电力转换装置。

背景技术：

以往，提出有降低随着构成电力转换装置的igbt等半导体开关元件的开关动作而产生的噪声的技术。

例如，在专利文献1中公开有如下开关元件驱动装置，即，在以高的驱动能力使上臂的mos晶体管导通后，若该mos晶体管的输出电流达到上一次开关时的输出电流，则使该mos晶体管的驱动能力下降缓和下臂的续流二极管的反向恢复电流的变化率，由此，降低开关时的噪声。

然而，存在如何降低在输出电流比较小的区域动作的电力转换装置的dv/dt噪声这一问题。以下，参照附图，对该问题更详细地进行说明。

例如，在图9所示的向具有电感l的负载供给电力的电力转换装置中，考虑构成半桥电路的上臂的igbt81a从导通状态变为关断状态而使上下臂的igbt两者都成为关断状态，其后下臂的igbt82a从关断状态变化为导通状态的时刻的dv/dt。在该情况下，导通的下臂的igbt82a的集电极·发射极间电压(vce)与上臂的续流二极管81b的沿正向流通的电流(i)的波形如图10所示。图10是示出从上下臂的igbt两者都成为关断的初始状态开始的动作的图，实线a是电力转换装置在输出电流比较大的区域(大电流区域)动作时的波形，虚线b是电力转换装置在输出电流比较小的区域(小电流区域)动作时的波形。

如该图所示，在实线a中，流通于上臂的续流二极管81b的反向恢复电流平缓地恢复，因此下臂的igbt82a的集电极·发射极间电压(vce)的dv/dt比较小。与此相对，在虚线b中，流通于上臂的续流二极管81b的反向恢复电流急剧地恢复，因此下臂的igbt82a的集电极·发射极间电压(vce)的dv/dt相对地变大。即，随着电力转换装置的电流变小，根据续流二极管的反向恢复特性，dv/dt噪声有变大的倾向。

因此，在监视电力转换装置的电流而在小电流区域动作的情况下，期望采取缓和dv/dt的对策。然而，上述的专利文献1并未降低电力转换装置在小电流区域动作时的dv/dt噪声。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2018-182818号公报

技术实现要素：

技术问题

本发明是鉴于上述情况而做出的，其目的在于提供一种电力转换装置，该电力转换装置能够检测出具备半导体开关元件的电力转换装置在小电流区域动作的情况，并且在小电流区域动作时降低半导体开关元件的开关时的dv/dt噪声。

技术方案

为了达到上述目的，本发明的电力转换装置的特征在于，所述电力转换装置具备：半导体开关元件，其具有控制电极端子、以及两个主电极端子，通过施加在所述控制电极端子的驱动信号来控制流通于所述两个主电极端子间的电流；以及驱动电路，其与输入信号同步地生成所述驱动信号，并且通过该驱动信号来导通、关断所述半导体开关元件，所述驱动电路在将所述半导体开关元件关断的时刻，检测流通于所述半导体开关元件的所述两个主电极间的电流而调整驱动能力。

在本电力转换装置中，通过在将半导体开关元件关断的时刻检测流通于主电极间的电流(主电流)，从而判定电力转换装置所动作的电流区域(是大电流区域还是小电流区域等)。

然后，基于在将所述半导体开关元件关断的时刻检测到的主电流的大小来调整导通、关断半导体开关元件的驱动能力，即调整能够向控制电极端子供给的电流的大小。由此，能够有效地降低根据主电流的大小而变动的dv/dt噪声。

特别地，优选在主电流成为固定值以下的情况下，使驱动能力下降。由此，能够在下一个周期将半导体开关元件导通时，降低主电极间的电压的变化率，而有效地降低dv/dt噪声。

应予说明，若使用具备输出与主电流相对应的感测电流的感测端子的半导体开关元件，则能够通过该感测电流而简单地检测出主电流。

具体而言，驱动电路能够由基于感测电流的大小而输出选择信号的电流检测部、基于选择信号而输出用于确定所述驱动能力的电压信号的开关部、以及利用该电压信号与所述输入信号来生成所述驱动信号的驱动部构成。

电流检测部具备：感测电压生成电路，其将从感测端子输出的感测电流转换为电压作为感测电压而将其输出；比较器，其将感测电压与基准电压进行比较而输出该比较的结果；锁存电路，其将表示所述比较的结果的信号与所述输入信号同步地进行保持；以及选择电路，其基于该锁存电路的输出而输出所述选择信号。

开关部具备：多个分压电阻元件，其串联地插入在电压源与基准电位之间；以及开关，其根据所述选择信号选择在所述分压电阻元件产生的至少两个不同的电压中的任一者，将其作为所述电压信号而输出。

另外，驱动部与输入信号同步地输出与所述电压信号相对应的电流的驱动信号而对半导体开关元件进行导通控制，在将半导体开关元件关断时抽出积存在半导体开关元件的控制电极的电荷。

应予说明，在将半导体开关元件关断时，通过电流检测部的比较器来判定感测电压是否为基准电压以上，该判定结果被锁存电路保持直到下一个周期的关断时为止。

电流检测部的感测电压生成电路能够通过在感测端子与基准电位之间插入电阻元件来构成。

在该电流检测部的构成中，优选的是，还具备恒流源，并通过使从该恒流源输出的电流流过所述电阻元件而使感测电压上升预定电压。在dv/dt噪声成为问题的主电流比较小的电流区域，若对于该区域想要通过使用了一般的电阻元件的构成来将感测电流转换为感测电压而进行检测，则与该区域相当的感测电压成为例如0.1v左右的极小的值。因此，通过在生成感测电压的电阻元件上叠加从恒流源输出的恒定电流，从而能够简单地将感测电压提高到比较器的动作保证范围。此时，对输入到比较器的基准电压而言，也设定高出提高的量。

应予说明，恒定电流的值、电阻元件的电阻值由成为阈值的感测电流的值、比较器的动作保证范围来确定。

技术效果

根据本发明，由于检测出在小电流区域动作的情况而抑制半导体开关元件的驱动电流，因此能够有效地降低dv/dt噪声。另外，通过根据电流区域来抑制驱动电流，从而与以往相比能够实现半导体开关元件的电力损耗与噪声的最佳化。

附图说明

图1是示出本发明的第一实施方式的电力转换装置的整体构成的框图。

图2是示出图1的滤波电路的一例的电路图。

图3是示出图1的锁存电路的一例的电路图。

图4是示出图1的选择电路的一例的电路图。

图5是示出本发明的实施方式的效果的波形图。

图6是示出本发明的第二实施方式的电力转换装置的整体构成的框图。

图7是图6的其他实施例。

图8是示出本发明的第三实施方式的电力转换装置的整体构成的框图。

图9是以往的电力转换装置的问题点的说明图。

图10是用于说明以往的电力转换装置的问题点的波形图。

符号说明

1ipm(电力转换装置)

2开关元件

3ic芯片(驱动电路)

21、81a、82aigbt(半导体开关元件)

21a电流感测用igbt

21b感测端子

22、81b、82b续流二极管

30感测电压生成电路

31电流检测部

32、338比较器

33滤波电路

34锁存电路

35选择电路

36开关部

37驱动部

38、39、40、332恒流源

50、51偏置电路

331、351not元件

337电容器

341d型触发器

371运算放大器

333、334、335、375、376、377、378p型mosfet

336、372、373、374n型mosfet

r1～r6电阻元件

s信号线

sw1、sw2开关元件

具体实施方式

以下，参照附图，对本发明的各实施方式的电力转换装置进行详细说明。本发明的电力转换装置的特征是采用了如下电路构成，该电路构成使得根据半导体开关元件的主电流执行其驱动能力(提供对开关元件的栅极进行充电的电流的能力)的调整，并能够降低该半导体开关元件的开关噪声、具体而言半导体开关元件的导通时的dv/dt噪声的影响。以下，对各实施方式进行说明。

(第一实施方式)

(构成)

本实施方式的ipm(intelligentpowermodule：智能功率模块)1是适用于例如工业用机器人的关节、电梯、或者商用空调的电力转换装置，如图1所示，构成为主要包括开关元件2和ic芯片3。

开关元件2例如有时由igbt21和与该igbt21反向并联连接的续流二极管22构成，也可以是一个芯片的rc-igbt。igbt21根据从ic芯片3施加到栅极(控制电极端子)的驱动信号而导通，并从集电极向发射极流通有电流(主电流)，向未图示的负载供给固定的电力。igbt21的发射极与后述的ic芯片3的基准电位连接。另外，在igbt21并联连接有电流感测用igbt21a，根据主电流以固定的比率输出感测电流。

ic芯片3是根据感测电流的大小来改变驱动该igbt21的电流的大小的驱动电路，主要具备电流检测部31、开关部36、以及驱动部37。电流检测部31基于感测电流的大小，对开关部36输出选择信号。开关部36基于该选择信号，输出用于确定igbt21的驱动电流的大小的基准电压信号。驱动部37基于该基准电压信号，生成预定的大小的驱动电流而向igbt21的栅极输出。

电流检测部31具备：比较器32；滤波电路33，其与比较器32的输出端连接；锁存电路34，其将滤波电路33的输出信号锁存；以及选择电路35，其接收锁存电路34的输出信号而向开关部36输出选择信号。

比较器32的同相输入端与igbt21的感测端子21b连接，并且经由电阻元件r1与基准电位连接。从感测端子21b输出的感测电流由该电阻元件r1转换为电压(感测电压)。比较器32的反相输入端与基准电压源vref1的正侧连接。基准电压源vref1的负侧与基准电位连接。

比较器32将电阻元件r1的两端电压与基准电压vref1进行比较，若电阻元件r1的两端电压大则输出h电平的信号，若基准电压源vref1的电压值大则输出l电平的信号。

滤波电路33是仅使比较器32的输出信号的上升延迟预定时间的电路，能够通过图2所示的电路构成来实现。

如图2所示，滤波电路33具备与电源vcc连接且形成电流镜电路的p型mosfet333、p型mosfet334、以及被插入在p型mosfet333的漏极与基准电位之间的恒流源332。另外，在p型mosfet334的漏极与基准电位之间串联地插入有p型mosfet335与n型mosfet336。p型mosfet335与n型mosfet336的连接点连接于比较器338的同相输入端和电容器337的一端。比较器338的反相输入端与基准电压源vref2的正侧连接。电容器337的另一端和基准电压源vref2的另一端与基准电位连接。not元件331的输入端成为滤波电路33的输入端，并且与比较器32的输出端连接。not元件331的输出端与p型mosfet335的栅极和n型mosfet336的栅极连接。比较器338的输出端成为滤波电路33的输出端，并且与锁存电路34的输入端连接。

在如此构成的滤波电路33中，若向滤波电路33的输入从l电平变为h电平，则not元件331的输出成为l电平。于是，n型mosfet336变为关断，p型mosfet335变为导通，电容器337以由恒流源332规定的电流进行充电。然后，电容器337的充电电压超过基准电压vref2比较器338的输出成为h电平。

其后，若向滤波电路33的输入变为l电平，则not元件331的输出成为h电平。于是，n型mosfet336变为导通，p型mosfet335变为关断，被充入到电容器337的电荷被迅速地释放。其结果是，比较器338的同相输入端的电压成为基准电压vref2以下，比较器338的输出成为l电平。

因此，滤波电路33仅在输入信号成为h电平时延迟固定时间而输出。延迟时间能够根据电容器337的充电时间与基准电压vref2来调整，该电容器337的充电时间由恒流源332的输出电流值、电流镜电路的镜比(mirrorratio)、以及电容器337的静电容量值来确定。

在图3中示出锁存电路34的构成的一例。如该图所示，锁存电路34能够通过d型触发器341来实现。d型触发器341的d端子(数据输入端)与滤波电路33的输出端连接，c端子(时钟输入端)与信号线s连接，被输入有输入信号s1。另外，d型触发器341的q端子(输出端)与选择电路35的输入端连接。

采用如此的构成的锁存电路34根据从外部的未图示的控制电路经由信号线s而供给的输入信号s1的上升而将滤波电路33的输出信号tl(l电平或h电平)锁存，并将其状态输出到q端子。q端子的输出状态被维持到输入信号s1的下一次的上升时刻为止。虽然后面会详细说明，但在该输入信号s1为l电平时igbt导通，在输入信号s1为h电平时igbt关断。

选择电路35向开关部36输出基于来自锁存电路34的输出信号而生成的选择信号vl、vm。在图4中示出该选择电路35的构成的一例。如该图所示，选择电路35由not元件351构成。

not元件351的输入端与锁存电路34的输出端连接。not元件351的输出端成为选择电路35的输出端，并且从该输出端输出选择信号vl。另外，not元件351的输入端还成为选择电路35的另一输出端，并且从该输出端输出选择信号vm。

在igbt21的主电流小时，基于感测电流而生成的感测电压成为基准电压vref1以下，比较器32的输出成为l电平。其结果是，根据输入信号s1的上升而锁存的锁存电路34的输出成为l电平。因此，由于not元件351的输入为l电平，输出成为h电平，所以选择电路35的选择信号vl成为h电平，选择信号vm成为l电平。

在igbt21的主电流大时，感测电压变得比基准电压vref1大，因此比较器32的输出成为h电平。其结果是，根据输入信号s1的上升而锁存的锁存电路34的输出成为h电平。因此，由于not元件351的输入为h电平，输出成为l电平，所以选择电路35的选择信号vl成为l电平，选择信号vm成为h电平。

开关部36具备开关元件sw1和开关元件sw2、串联连接而形成电阻分压电路的电阻元件r2～r4、以及基准电压vref。通过电阻元件r2～r4形成的电阻分压电路的一端(电阻元件r4侧)与基准电压vref连接，另一端(电阻元件r2侧)与基准电位连接。

开关元件sw1、开关元件sw2能够分别由例如将n型mosfet与p型mosfet并联连接而成的cmos开关(传输门)构成，并且在栅极信号为h电平时成为导通状态。根据来自选择电路35的输出而使开关元件sw1或开关元件sw2选择性地导通。具体而言，在开关元件sw1的栅极输入选择信号vl，所述开关元件sw1在比较器32的输出信号为l电平时导通。在开关元件sw2的栅极输入选择信号vh，所述开关元件sw2在比较器32的输出信号为h电平时导通。

开关元件sw1的输入侧连接于电阻元件r2与电阻元件r3的连接点，输出侧与后述的运算放大器(operationalamplifier)371的同相输入端连接。

开关元件sw2的输入侧连接于电阻元件r3与电阻元件r4的连接点，输出侧同样地与运算放大器371的同相输入端连接。

通过由电阻元件r2至电阻元件r4构成的电阻分压电路，在开关元件sw1导通的情况下在运算放大器371的同相输入端施加有相对低的电压vref4，在开关元件sw2导通的情况下在运算放大器371的同相输入端施加有相对高的电压vref3(＞vref4)。它们分别对应于igbt21的主电流小的情况与igbt21的主电流大的情况。应予说明，电阻元件r2～r4各自的电阻值以能够获得期望的电阻分压效果的方式被适当地设定。

驱动部37根据igbt21的主电流的大小来改变igbt21的驱动能力。该驱动部37具备运算放大器371、n型mosfet372、关断用mosfet373和374、电源vcc、与电源vcc连接的形成电流镜电路的p型mosfet375和376、以及电阻元件r5。关于该驱动部37的基本原理，由于在例如日本特开2013-219633号公开公报中进行了说明，所以在此省略关于整体的详细的说明，但是所述驱动部37是根据运算放大器371的虚拟短路，将电压vref3或vref4施加于电阻r5而得到的电流向igbt21的栅极供给的部件。以下，对与本实施方式相关的点进行说明。

作为与本实施方式相关的点，对关断用mosfet373(开关电路)进行说明。关断用mosfet373由例如n型的mosfet构成，其漏极与构成电流镜电路的p型mosfet376的漏极连接，并且与igbt21的栅极连接。关断用mosfet373的源极与基准电位连接。另外，关断用mosfet373的栅极与信号线s连接。关断用mosfet373通过经由信号线s在栅极供给h电平的输入信号s1而导通，igbt21的栅极与基准电位之间成为导通状态。由此，积存在igbt21的栅极的电荷被抽出而使igbt21变为关断。应予说明，此时，关断用mosfet374也导通，其结果是n型的mosfet372关断，因此作为电流镜电路的输出的从p型mosfet376的漏极输出的电流成为零。

另一方面，关断用mosfet373在经由信号线s而在栅极施加l电平的输入信号s1的情况下关断，igbt21的栅极与基准电位之间的导通被切断。然后，从p型mosfet376向igbt21的栅极供给预定的驱动信号而使igbt导通。

如上所述，在输入信号s1为l电平时igbt21导通，在输入信号s1为h电平时igbt21关断。

(动作)

接下来，对上述构成的ipm1的动作进行说明。

在电流检测部31中，在比较器32的反相输入端施加有与igbt21的主电流的大小成比例的感测电压。

在igbt21的主电流的大小比固定值大的情况下，感测电压变得比基准电压vref1大，因此比较器32的输出信号成为h电平。于是，滤波电路33的输出、以及根据输入信号s1的上升而锁存的锁存电路34的输出都成为h电平。其结果是，从选择电路35输出的选择信号vl成为l电平，选择信号vm成为h电平。

根据该选择信号，开关部36的开关元件sw1成为非导通状态，开关元件sw2成为导通状态，并且对驱动部37的运算放大器371输出相对高的基准电压vref3。

在输入信号s1为h电平的期间，n型mosfet374为导通，n型mosfet372为关断。因此，在构成电流镜电路的p型mosfet375、p型mosfet376不流通电流。另一方面，由于n型mosfet373为导通，所以igbt21的栅极成为l电平，igbt21变为关断。

其后，若输入信号s1变为l电平，则n型mosfet374关断，运算放大器371的输出成为与基准电压vref3相对应的输出。其结果是，n型mosfet372导通，电阻元件r5的两端电压成为vref3。若利用r5来表示电阻元件r5的电阻值，则在电阻元件r5流通有[电压值vref3/电阻值r5]的电流。由于n型mosfet373为关断，所以从构成电流镜电路的p型mosfet376向igbt21的栅极供给与[电压值vref3/电阻值r5]成比例的电流，使igbt21导通。如此，在电力转换装置在大电流区域动作的情况下，在输入信号s1为h电平时igbt21关断，在输入信号s1为l电平时在igbt21的栅极供给与[电压值vref3/电阻值r5]成比例(比例系数为电流镜电路的镜比)的驱动信号(栅极充电电流)而使所述igbt21导通。

在igbt21的主电流的大小为固定值以下的情况下，感测电压成为基准电压vref1以下，因此，比较器32的输出信号成为l电平。于是，滤波电路33的输出、以及根据输入信号s1的上升而锁存的锁存电路34的输出也成为l电平。其结果是，从选择电路35输出的选择信号vl成为h电平，选择信号vm成为l电平。

根据该选择信号，开关部36的开关元件sw1成为导通状态，开关元件sw2成为非导通状态，并且对驱动部37的运算放大器371输出相对低的基准电压vref4。

在输入信号s1为h电平的期间，igbt21与上述同样地为关断。其后，若输入信号s1变为l电平，则n型mosfet374关断，运算放大器371的输出成为与基准电压vref4相对应的输出。其结果是，n型mosfet372导通，电阻元件r5的两端电压成为vref4。因此，在电阻元件r5流通有[电压值vref4/电阻值r5]的电流。n型mosfet373成为关断，从构成电流镜电路的p型mosfet376向igbt21的栅极供给与[电压值vref4/电阻值r5]成比例的电流，使igbt21导通。如此，在电力转换装置在小电流区域动作的情况下，在输入信号s1为h电平时igbt21关断，在输入信号s1为l电平时igbt21被供给与[电压值vref4/电阻值r5]成比例的驱动信号(栅极充电电流)而变为导通。

由于[电压值vref3/电阻值r5]＞[电压值vref4/电阻值r5]，所以在电力转换装置在小电流区域动作的情况下，与在大电流区域动作的情况相比，对igbt21的栅极的驱动能力下降。

(作用、效果)

如上所述，根据本实施方式，根据构成电力转换装置的igbt21的主电流来调整对该igbt21的栅极的驱动能力。具体而言，通过感测电流来监视igbt的主电流的大小，若其值成为固定值以下，则视为电力转换装置正在小电流区域进行动作而使对igbt的栅极的驱动能力下降。其结果是，如图5所示，dv/dt被缓和。在该图中，单点划线c是在小电流区域使驱动能力下降时的动作波形。可知与虚线b所示的即使在小电流区域也不调整驱动能力的情况(以往的情况)相比，集电极·发射极间电压(vce)的变化率变为平缓。

如此，通过在损耗更成为问题的大电流区域中因噪声的影响小而使驱动能力上升，并且在开关噪声成为问题的小电流区域(因为是小电流所以损耗相对变小)中使驱动能力下降，从而与以往相比能够实现半导体开关元件的电力损耗与噪声的最佳化。

(第二实施方式)

接下来，对第二实施方式进行说明。

图6是第二实施方式的电力转换装置的构成图。与图1不同的是在将感测电流转换为电压的电阻元件r1的、与感测端子21b的连接点侧设置恒流源38。除此以外与图1是同样的，因此对同一要素标注同一符号而省略说明。

从恒流源38输出的恒定电流通过电阻元件r1流向基准电位。由此，感测电压值提高了通过恒定电流值与电阻元件r1的电阻值而产生的电压量。

实际上，有时将igbt的额定电流的10％左右规定为小电流区域。在该情况下，若要如图1所示地利用感测电流来判定小电流区域，则比较器32的基准电压vref1成为0.1v左右那样的低的值。这样的低的值有时会偏离比较器的动作范围，并且产生比较器不能够高精度地比较输入信号这一问题。

根据本实施方式，由于在通过使igbt21的感测电流流通于电阻元件r1而产生的感测电压上加上通过恒定电流而产生的固定的电压，并将该相加而得的电压与基准电压vref1进行比较，所以能够将基准电压vref1设定在比较器的动作范围。由此，能够高精度地检测出电力转换装置是否正在小电流区域动作。

(其他实施例)

在图7中示出用于高精度地检测出小电流区域的其他实施例。与图6不同的是在恒流源与电阻元件r1之间插入了电阻元件r6。而且，将电阻元件r1和电阻元件r6的连接点与感测端子21b连接，将电阻元件r6和恒流源38的连接点与比较器32的同相输入端连接。

在本实施例中，在通过感测电流而在电阻元件r1的两端产生的感测电压上加上通过使恒定电流流通于电阻元件r1、电阻元件r6而产生的固定电压。由此，能够在比较器的动作保证范围检测出igbt处于小电流区域的情况。

(第三实施方式)

接下来，对第三实施方式进行说明。

图8是第三实施方式的电力转换装置的构成图。与图1不同的是在比较器32的反相输入端与基准电压源vref1之间、以及比较器32的同相输入端与感测电压生成电路30的输出端之间，分别插入了恒流源与p型mosfet的串联电路。

以下，对本实施方式的构成进行详细说明。

在图8中，p型mosfet377的源极与恒流源39的输出端和比较器32的同相输入端连接。p型mosfet377的漏极与基准电位连接。p型mosfet377的栅极与电阻元件r1的一端和感测端子21b连接。电阻元件r1的另一端与基准电位连接。

另外，p型mosfet378的源极与恒流源40的输出端和比较器32的反相输入端连接。p型mosfet378的漏极与基准电位连接。p型mosfet378的栅极与基准电压源vref1连接。恒流源39与恒流源40具有相同的温度特性。

除此以外与图1是同样的，因此对同一要素标注同一符号而省略说明。

在具有上述构成的ipm1中，在比较器32的同相输入端输入有对感测电压提高了主要由恒流源39的输出电流值与p型mosfet377的导通电阻值而确定的电压(偏置电压)的电压值。另一方面，在比较器32的反相输入端输入有对基准电压源vref1的电压值提高了主要由恒流源40的输出电流值与p型mosfet378的导通电阻值而确定的电压(偏置电压)的电压值。因此，恒流源39与p型mosfet377的串联电路、以及恒流源40与p型mosfet378的串联电路分别作为提高电压的偏置电路(50、51)而发挥功能。

应予说明，以在ipm1为某个温度时输入到比较器32的同相输入端和反相输入端的电压分别成为预定的电压值的方式，预先调整恒流源39、恒流源40的输出电流值。

在如此调整后的ipm1的动作状态下，如果温度上升，则恒流源39、恒流源40的输出电流值因温度的影响而变动。但是，即使在这样的情况下，也由于使用相同的温度特性的恒流源而使偏置电压也同样地变动，因此，分别输入到比较器32的同相输入端与反相输入端的电压值的差成为消除了由恒流源39、恒流源40的温度特性引起的电压变动量的值。

因此，在例如图6、图7所示的电路中，比较器32的检测精度有可能因恒压源38的温度特性而下降，但是本实施方式的电路能够抑制检测精度的下降。即，根据本实施方式，除第一实施方式和第二实施方式的效果以外，还起到即使在装置内的温度变动的情况下也能够高精度地检测出igbt的电流的大小这一效果。

本发明不限于上述的实施方式，在不脱离其主旨的范围内能够进行各种变形而实现。例如，虽然在上述各实施方式中，将动作区域分为大电流区域与小电流区域这两者，在检测出在小电流区域的动作的情况下降低对igbt的驱动能力，但是也可以进一步将电流区域细分，根据输出电流的大小以多级来调整驱动能力。