一种充电系统和汽车的制作方法

本申请涉及电气技术领域，尤其涉及一种充电系统和汽车。

背景技术：

新能源汽车的动力来源主要是动力电池，为保持续航能力，动力电池需要通过充电系统定期充电。

目前，采用的充电系统多具有双向充电功能，该充电系统包括原边电路和两个副边电路。具有双向充电功能的充电系统具有多种工作模式，其中一种工作模式为直流-直流(directcurrenttodirectcurrent，dc-dc)模式，也即和其中一个副边电路连接直流电源的功率，从其中一个副边电路传递至另一个副边电路，并最终供给和另一个副边电路连接的直流工作设备。由于在dc-dc模式下，闭环控制仅涉及两个副边电路，此时原边电路空载且没有形成闭环控制，另外，一个副边电路供给的功率也会经过变压器传递至原边电路，那么由于闭环控制不涉及原边电路，原边电路的开关管和电容等器件会被传递过来的功率或高电压损伤。

技术实现要素：

本申请的目的在于提供一种充电系统和汽车，解决原边电路的开关管和高压电解电容等器件被损伤的问题。

本申请第一方面提供一种充电系统，包括：原边桥式电路、变压器、第一副边桥式电路和第二副边桥式电路；原边桥式电路和变压器的初级绕组连接，第一副边桥式电路和第二副边桥式电路均和变压器的次级绕组连接；在功率从第一副边桥式电路传递到第二副边桥式电路的情况下，原边桥式电路的开关管导通时长td之后，第一副边桥式电路的开关管开始导通。

可选的，采用对称脉冲宽度调制pwm对原边桥式电路进行控制，采用不对称pwm对第一副边桥式电路进行控制。

可选的，第一副边桥式电路包括并联的第一半桥电路和第二半桥电路；第一半桥电路包括第一开关管和第二开关管，第二半桥电路包括第三开关管和第四开关管；第一开关管和第四开关管成对角分布，第二开关管和第三开关管成对角分布；采用不对称pwm对第一副边桥式电路进行控制包括：利用第一开关管和第四开关管形成回路的情况下，第一开关管和第四开关管同时开始导通，第一开关管的导通时长t1大于第四开关管的导通时长t2；利用第二开关管和第四开关管形成回路的情况下，第二开关管和第三开关管同时开始导通，第三开关管的导通时长t1大于第二开关管的导通时长t2。

可选的，采用不对称pwm对第一副边桥式电路进行控制还包括：第四开关管截止时长t12的同时，第一开关管导通时长t12的情况下，第二开关管和第三开关管截止；在第二开关管截止时长t12的同时，第三开关管导通时长t12的情况下，第一开关管和第四开关管截止；其中时长t1、时长t2和时长t12满足以下关系：t12＝t1-t2。

可选的，采用不对称pwm对第一副边桥式电路进行控制还包括：在第一开关管截止时长td后，第二开关管和第三开关管同时开始导通；在第三开关管截止时长td后，进入下一个工作周期。

可选的，第二开关管和第四开关管的导通时长t2可调；且在导通时长t2增大的情况下，第一副边桥式电路的输出电压的范围增大。

可选的，原边桥式电路的开关管的导通时长td的范围为：300纳秒≥td≥500纳秒。

可选的，原边桥式电路包括并联的第三半桥电路和第四半桥电路；第三半桥电路包括第五开关管和第六开关管，第四半桥电路包括第七开关管和第八开关管；第五开关管和第八开关管成对角分布，第六开关管和第七开关管成对角分布；采用对称pwm对原边桥式电路进行控制包括：利用第五开关管和第八开关管形成回路的情况下，第五开关管的导通时长t4等于第八开关管的导通时长t4；利用第六开关管和第七开关管形成回路的情况下，第七开关管的导通时长t3等于第六开关管的导通时长t3。

可选的，在一个工作周期ts内，第六开关管和第七开关管同步导通时长t3后截止；第六开关管和第七开关管截止时长t0后，第五开关管和第八开关管同步导通时长t4后截止，第五开关管和第八开关管截止时长t0后，进入下一个工作周期ts。

本申请第二方面提供一种汽车，包括本申请第一方面任一项的充电系统。

本申请通过设置原边电路的开关管超前一个副边电路的开关管导通，从而在dc-dc工作模式下，降低传递至原边电路的功率，避免对原边电路的开关管和高压电解电容等器件造成损伤。

附图说明

为了更清楚地说明本申请的技术方案，下面将对实施方式中所需要使用的附图作简单地介绍。

图1是本申请实施例提供的充电系统的电路图；

图2是本申请实施例提供的充电系统的时序图；

图3是本申请实施例提供的第一副边桥式电路的电流和电压时序图；

图4是本申请实施例提供的原边桥式电路的电流和电压时序图；

图5是本申请实施例提供的充电系统的一种电流流向示意图；

图6是本申请实施例提供的充电系统的一种电流流向示意图；

图7是本申请实施例提供的充电系统的一种电流流向示意图；

图8是本申请实施例提供的充电系统的一种电流流向示意图。

附图标记说明：

q1-第一开关管，q2-第二开关管，q3-第三开关管，q4-第四开关管，q5-第五开关管，q6-第六开关管，q7-第七开关管，q8-第八开关管，q9-第九开关管，q10-第十开关管，c1-第一电容，c2-第二电容，c3-第三电容，c4-第四电容，c5-第五电容，l1-第一电感，l2-第二电感，l3-第三电感，d1-第一二极管，d2-第二二极管，r-电阻。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

以下先介绍本申请实施例提供的充电系统的电路结构，如图1所示，该充电系统的电路包括原边桥式电路、变压器、第一副边桥式电路和第二副边桥式电路。

其中，原边桥式电路和变压器的初级绕组连接，第一副边桥式电路和第二副边桥式电路均和变压器的次级绕组连接。次级绕组包括第一次级绕组和第二次级绕组，其中第二副边桥式电路和第一次级绕组连接，第二副边桥式电路和第二次级绕组连接。

详细地，第一副边桥式电路包括并联的第一半桥电路和第二半桥电路；第一半桥电路包括第一开关管q1和第二开关管q2，第二半桥电路包括第三开关管q3和第四开关管q4；第一开关管q1和第四开关管q4成对角分布，第二开关管q2和第三开关管q3成对角分布。第一副边桥式电路还包括第一电容c1和第二电容c2，第一电容c1和第二半桥电路并联，第二电容c2的一端和第一次级绕组的一端连接，另一端连接在第三开关管q3和第四开关管q4之间；第一次级绕组的另一端连接在第一开关管q1和第二开关管q2之间。

原边桥式电路包括并联的第三半桥电路和第四半桥电路；第三半桥电路包括第五开关管q5和第六开关管q6，第四半桥电路包括第七开关管q7和第八开关管q8；第五开关管q5和第八开关管q8成对角分布，第六开关管q6和第七开关管q7成对角分布。原边桥式电路还包括第三电容c3、第四电容c4和第一电感l1。其中，第三电容c3和第三半桥电路并联；第一电感l1的一端连接在第七开关管q7和第八开关管q8之间，第一电感l1的另一端和初级绕组的一端连接；第四电容c4的一端连接在第五开关管q5和第八开关管q8之间，第四电容c4的另一端和初级绕组的另一端连接。

第二副边桥式电路包括第九开关管q9、第十开关管q10、第一二极管d1、第二二极管d2、第三电感l3、第五电容c5和电阻r。其中，第一二极管d1的一端和第二次级绕组的一端连接，第一二极管d1的另一端和第九开关管q9的一端连接；第二二极管d2的一端和第二次级绕组的另一端连接，第二二极管d2的另一端也和第九开关管q9的一端连接；第九开关管q9的另一端分别和第三电感l3的一端以及第十开关管q10的一端连接；第三电感l3的另一端分别和第五电容c5的一端和电阻r一端连接；第十开关管q10的另一端、第五电容c5的另一端和电阻r的另一端分别和第二次级绕组的中部连接。

另外，图中示出的第二电感l2为变压器的漏感。当然，变压器的漏感实际中并无物理实体，图中第二电感l2仅做示意用。

一般情况下，该充电系统的电路具有五种工作模式：

第一种：功率从原边桥式电路逆变成交流方波，然后经过变压器传递到第一副边桥式电路，为汽车的动力电池充电。

第二种：功率从原边桥式电路逆变为交流方波，然后经过变压器传递到第一副边桥式电路，为汽车的动力电池充电。同时还经过变压器传递到第二副边桥式电路，经过降压电路稳压后为汽车的蓄电池充电。

第三种：功率从第一副边桥式电路逆变为交流方波，然后经过变压器传递到原边桥式电路，将动力电池的电能提供给外车的外部负载。

第四种：功率从第一副边桥式电路逆变为交流方波，然后经过变压器传递到原边桥式电路，将动力电池的电能提供给外车的外部负载。同时还经过变压器传递到第二副边桥式电路，经过降压电路稳压后为汽车的蓄电池充电。

第五种：功率从第一副边桥式电路逆变成交流方波，然后经过变压器传递到第二副边桥式电路，经过降压电路稳压后为汽车的蓄电池充电。

上述第五种工作模式也称为直流-直流(directcurrenttodirectcurrent，dc-dc)模式。

在电路以dc-dc模式工作的情况下，动力电池连接在第一副边桥式电路的两端作为输入电源，此时控制第一副边桥式电路成对角分布的开关管同时导通，由此可以控制第一副边桥式电路输出方波电压。该方波电压会传输至和第一副边桥式电路连接的变压器的次级绕组上，根据变压器的电磁感应原理，变压器会在和原边桥式电路和第二副边桥式电路连接的初级绕组和次级绕组上输出成比例的电压，不同绕组的输出电压受到变压器的绕组的线圈匝数比约束。

也即，第一副边桥式电路输出的方波电压，不仅会传递至第二副边桥式电路，还会传递至原边桥式电路。而传递至原边桥式电路的电压经过原边桥式电路的体二极管的整流，再通第三电容c3滤波，会在原边桥式电路的第三电容c3两端形成稳定的高压直流电，该高压直流电可能会损伤第三电容c3。同时，由于原边桥式电路还串联有电容电感lc谐振电路，在原边桥式电路完全空载的情况下，在谐振电路作用下加在第三电容c3上的电压将超过变压器的初级绕组的电压。此时，加在第三电容c3上的电压可能会损坏与原边桥式电路连接的电路器件。该第三电容c3可以为高压铝电解电容。

请同时参考图1和图2，本申请提供的充电系统致力于解决原边桥式电路空载时，加在原边桥式电路的电压损伤电路器件的问题。

具体地，本申请提供的充电系统，包括原边桥式电路、变压器、第一副边桥式电路和第二副边桥式电路。其中，原边桥式电路和变压器的初级绕组连接，第一副边桥式电路和第二副边桥式电路均和变压器的次级绕组连接。

在功率从第一副边桥式电路传递到第二副边桥式电路的情况下，原边桥式电路的开关管导通时长td之后，第一副边桥式电路的开关管开始导通。

原边桥式电路的开关管导通时长td之后，第一副边桥式电路的开关管开始导通。也即，原边桥式电路的开关管开始导通的时间超前第一副边桥式电路的开关管开始导通的时间，并且超前导通时长等于导通时长td。

原边桥式电路的开关管超前导通的控制方式，使得在该超前导通的时间段内，有较大的电流从原边桥式电路流入第一副边桥式电路，该电流流入第一副边桥式电路后，第一副边桥式电路的开关管可以利用该电流实现零电压开关工作。

本领域技术人员可以理解的是，超前导通时长td可调，并且超前导通时长td越大，从原边桥式电路流入第一副边桥式电路的电流越大。那么，在电路进入稳态工作的情况下，加在原边桥式电路的第三电容c3的电压会降低，加在和原边桥式电路连接的器件上的电压会降低。由此可以降低原边桥式电路空载时，对第三电容c3的损伤，以及降低对和原边桥式电路连接的器件的损伤。

另外，在原边桥式电路的开关管超前导通时间段内，从原边桥式电路流入第一副边桥式电路中的电流，还可以辅助第一副边桥式电路的开关管实现零电压开通，也能为第一副边桥式电路的负载供电。

原边桥式电路的开关管导通时长td之后，第一副边桥式电路的开关管开始导通。此时，原边桥式电路的开关管和第一副边桥式电路的开关管均处于导通状态后，那么电路进入稳定工作状态。

进一步地，请继续参考图2，采用对称脉冲宽度调制(pulsewidthmodulation，pwm)对原边桥式电路进行控制，采用不对称pwm对第一副边桥式电路进行控制。采用不对称pwm对第一副边桥式电路的开关管进行控制，结合上述原边桥式电路的开关管超前导通的设计，可以实现第一副边桥式电路的开关管整个负载范围中零电压开关，拓宽了零电压开关的工作范围。

具体地，第一副边桥式电路包括并联的第一半桥电路和第二半桥电路；第一半桥电路包括第一开关管q1和第二开关管q2，第二半桥电路包括第三开关管q3和第四开关管q4；第一开关管q1和第四开关管q4成对角分布，第二开关管q2和第三开关管q3成对角分布。

请继续参考图2，采用不对称pwm对第一副边桥式电路进行控制包括：

利用第一开关管q1和第四开关管q4形成回路的情况下，第一开关管q1和第四开关管q4同时开始导通，第一开关管q1的导通时长t1大于第四开关管q4的导通时长t2；利用第二开关管q2和第四开关管q4形成回路的情况下，第二开关管q2和第三开关管q3同时开始导通，第三开关管q3的导通时长t1大于第二开关管q2的导通时长t2。

采用不对称pwm，顾名思义，也就是成对角分布的两个开关管的导通时长不同，那么第一副边桥式电路的输出电压的宽度则变得可控。具体地，由于对角分布的两个开关管同时导通的情况下，第一副边桥式电路才会形成一个回路，从而输出电压。因此，成对角分布的两个开关管导通时长不相同，那么第一副边桥式电路形成回路的时间，由成对角分布的两个开关管中导通时长较短的开关管决定。具体地，第一副边桥式电路形成回路的时间，与第二开关管q2和第四开关管q4的导通时长t2相同；第一副边桥式电路形成回路的时间决定其输出电压大小，而由于开关管的导通时长由占空比决定，因此，只要确定第二开关管q2和第四开关管q4的占空比，则可以确定第一副边桥式电路的输出电压的大小，由此使得第一副边桥式电路的输出电压可控。

从上可见，本实施例通过对第一副边桥式电路采用不对称pwm进行控制的方式，实现dc-dc模式下第一副边桥式电路的输出电压稳压的同时，还可以通过不对称pwm的控制方式，也即第一开关管q1和第四开关管q4的导通时长有时差，第二开关管q2和第四开关管q4的导通时长有时差，从而使得第一开关管q1至第四开关管q4在时长t12处同时处于截止状态，实现了第一开关管q1至第四开关管q4零电压开关。

进一步地，第二开关管q2和第四开关管q4的导通时长t2可调；且在导通时长t2增大的情况下，第一副边桥式电路的输出电压的范围增大。由于开关管的导通时长由占空比决定，因此，导通时长t2可调，也即第二开关管q2和第四开关管q4的占空比可调。通过调整第二开关管q2和第四开关管q4的占空比，就可以调整第一副边桥式电路的输出电压，并且，调整占空比后，导通时长t2越长，输出电压越大；导通时长t2越短，输出电压越小。由此可以更好的实现dc-dc工作模式下，第一副边桥式电路的输出电压稳压。也即，可以更加精确的控制第一副边桥式电路的输出电压的占空比的大小，第一副边桥式电路的输出电压经过变压器加在第二副边桥式电路，该电压经过整流和滤波后，能稳定第二副边桥式电路的直流电压输出，为电动汽车的低压蓄电池充电，满足行车需要。

进一步地，利用第一开关管q1和第四开关管q4形成回路的情况下，第一开关管q1和第四开关管q4同时开始导通，第一开关管q1导通时长t1后开始截止，第四开关管q4导通时长t2后开始截止。在第四开关管q4截止后，第一开关管q1继续导通时长t12，此时，第二开关管q2和第三开关管q3也截止，也即，第四开关管q4截止时长t12的同时，第一开关管q1导通时长t12的情况下，第二开关管q2和第三开关管q3截止。

利用第二开关管q2和第四开关管q4形成回路的情况下，第二开关管q2和第三开关管q3同时开始导通，第三开关管q3导通时长t1后开始截止，第二开关管q2导通时长t2后开始截止。在第二开关管q2截止后，第三开关管q3继续导通时长t12，此时，第一开关管q1和第四开关管q4也截止，也即，在第二开关管q2截止时长t12的同时，第三开关管q3导通时长t12的情况下，第一开关管q1和第四开关管q4截止。其中时长t1、时长t2和时长t12满足以下关系：t12＝t1-t2。

上述已经提及，第一开关管q1和第四开关管q4同时开始导通，第一开关管q1的导通时长t1大于第四开关管q4的导通时长t2。由此可知，第四开关管q4会先于第一开关管q1开始截止，也就是说第一开关管q1和第四开关管q4的截止具有时间差，该时间差为t12＝t1-t2。利用第一开关管q1和第四开关管q4形成回路的情况下，也即在前半周期内，在时间差t12内，第一开关管q1还是处于导通状态，也即第四开关管q4截止后，第一开关管q1会继续维持导通状态，并且继续维持导通状态的导通时长为t12。在第四开关管q4截止，并且第一开关管q1继续维持导通状态的这段时间内，第二开关管q2和第三开关管q3处于截止状态；也即此时仅有第一开关管q1处于导通状态。

在控制第四开关管q4截止后，此时第一副边桥式电路的电流会流经第三开关管q3的体二极管和第一开关管q1的体二极管，然后形成新的闭环电流路径。那么在利用第一开关管q1的体二极管和第三开关管q3的体二极管导通形成回路的工作状态下，流出变压器的电流仅能单向流出，串联在第一副边桥式电路的寄生电感的电流下降，因为第三开关管q3还处于关闭状态，所以该电流不能增大，因此变压器的环流电流降低。

参考图3可见，在控制第四开关管q4截止后，环流电流降低，则传递至原边桥式电路的电流降低，那么对原边桥式电路中的第三电容c3的损伤会较小，对和原边桥式电路连接的器件的损伤也较小。环流电流降低，则原边桥式电路的开关管和高压电解电容的电压降低，再加上原边桥式电路超前于第一副边桥式电路导通td的原因，在该超前的时间段内，会有电流从第三电容c3流出。从一个工作周期的角度来讲，因为原边桥式电路的第三电容c3中的电荷在td时间段流出，所以在降低环流和原边桥式电路超前第一副边桥式电路td时间综合作用下，可以降低原边高压电解电容器的电压。

同样的道理，第二开关管q2和第三开关管q3同时开始导通，第三开关管q3的导通时长t1大于第二开关管q2的导通时长t2。由此可知，第二开关管q2会先于第三开关管q3开始截止，也就是说，第二开关管q2和第三开关管q3的截止具有时间差，该时间差也为t12＝t1-t2。在时间差t12内，第三开关管q3还是处于导通状态，也即第二开关管q2截止后，第三开关管q3会继续维持导通状态，并且继续维持导通状态的导通时长为t12。在第二开关管q2截止，并且第三开关管q3继续维持导通状态的这段时间内，第一开关管q1和第四开关管q4处于截止状态；也即此时仅有第三开关管q3处于导通状态。那么在利用第二开关管q2和第三开关管q3形成回路的工作状态下，也可以降低变压器和第一副边桥式电路连接的次级绕组的环流电流，该环流电流降低，则传递至原边桥式电路的电流降低，那么对原边桥式电路中的第三电容c3的电压会降低，从而降低原边桥式电路连接的器件产生被损伤的机率。参考图4可见，在第一开关管q1和第三开关管q3两者都没有导通时，变压器的绕组上的电压为t12里面的自由振荡的波形。

更进一步地，采用不对称pwm对第一副边桥式电路进行控制还包括：在第一开关管q1截止时长td后，第二开关管q2和第三开关管q3同时开始导通；在第三开关管q3截止时长td后，进入下一个工作周期。由于第四开关管q4在第一开关管q1开始截止之前已经处于截止状态，而第二开关管q2和第三开关管q3在第一开关管q1截止时长td的时间段内，也处于截止状态。那么也就是说，在td时间段内，第一开关管q1至第四开关管q4全部处于截止状态，也即第一开关管q1和第四开关管q4全部处于零电压状态。而上述已经提及，原边桥式电路的开关管超前导通的控制方式，使得在该超前导通的时间段td内，有较大的电流从原边桥式电路流入第一副边桥式电路，该电流流入第一副边桥式电路后，第一副边桥式电路的开关管利用该电流导通。结合第一开关管q1和第四开关管q4全部处于零电压状态的情况，此时第一开关管q1和第四开关管q4可以实现零电压开关(zerovoltageswitch，zvs)。可选的，td的取值可以为：300纳秒。

可选地，原边桥式电路的开关管的导通时长td可调；且在时长td增大的情况下，原边桥式电路的高压电解电容两端的电压降低。在一种实施方式中，原边桥式电路的开关管导通延时时长td的范围为：300纳秒≥td≥500纳秒，将td限制在300纳秒至500纳秒之间，可以使得第一开关管q1和第四开关管q4实现全范围的zvs；此处的全范围是指dcdc工作模式的全输出负载范围，如输出电流从0％到100％的工作区域。另外，td可调还可以在原边桥式电路的损耗上达到一种较好的平衡。

进一步地，原边桥式电路包括并联的第三半桥电路和第四半桥电路；第三半桥电路包括第五开关管q5和第六开关管q6，第四半桥电路包括第七开关管q7和第八开关管q8；第五开关管q5和第八开关管q8成对角分布，第六开关管q6和第七开关管q7成对角分布。

采用对称pwm对原边桥式电路进行控制包括：利用第五开关管q5和第八开关管q8形成回路的情况下，第五开关管q5的导通时长t4等于第八开关管q8的导通时长t4；利用第六开关管q6和第七开关管q7形成回路的情况下，第七开关管q7的导通时长t3等于第六开关管q6的导通时长t3。

进一步地，在一个工作周期ts内，第六开关管q6和第七开关管q7同步导通时长t3后截止；第六开关管q6和第七开关管q7截止时长t0后，第五开关管q5和第八开关管q8同步导通时长t4后截止，第五开关管q5和第八开关管q8截止时长t0后，进入下一个工作周期ts。

结合上述第一副边桥式电路的控制方法，可知，对于第一副边桥式电路的工作时序可以为：在一个工作周期ts内，第一开关管q1和第四开关管q4同时开始导通，第一开关管q1导通时长t1后截止，第四开关管q4导通时长t2后截止；第一开关管q1截止时长td后，第二开关管q2和第三开关管q3同时开始导通，第二开关管q2导通时长t2后截止，第三开关管q3导通时长t1后截止；第三开关管q3截止时长td后，进入下一个工作周期ts。

图5至图8示出了几种电流流向示意图，其中图5中示出的电流流向对应图2中，第一开关管q1、第四开关管q4、第六开关管q6和第七开关管q7同时导通情况下的电流流向示意图，也即电路的稳态工作情况。此时，第一副边桥式电路分别向原边桥式电路和第二副边桥式电路传递功率。

图6中示出的电流流向对应图2中t12时间段内，仅有第一开关管q1处于导通状态，此时，其余的第二开关管q2、第三开关管q3、第四开关管q4以及第五开关管q5至第八开关管q8均截止。第一副边桥式电路的电流在第四开关管q4截止后，会流经第二开关管q2和第三开关管q3形成新的闭环电流路径。原边桥式电路的第一电感l1因在上一个状态里流过电流，此时该电流会向第七开关管q7的寄生电容和第八开关管q8的寄生电容充电，该电流还会流过第六开关管q6的体二极管和第七开关管q7的体二极管形成新的闭环电流路径，同时和原边桥式电路中的四个开关管的寄生电容进行谐振。

图7中示出的的电流流向对应图2中td-td时间段内，原边桥式电路中第五开关管q5和第八开关管q8导通，第一副边桥式电路中第一开关管q1导通。第五开关管q5和第八开关管q8超前导通了时间段td，在该段时间段内，会有较大电流流入第三开关管q3和第四开关管q4桥臂，为第一副边桥式电路的zvs实现提供了足够的电流。

图8中示出的电流流向对应图2中，第二开关管q2、第三开关管q3、第五开关管q5和第八开关管q8同时导通情况下的电流流向示意图，也即电路的稳态工作情况。此时，第一副边桥式电路分别向原边桥式电路和第二副边桥式电路传递功率。此时，原边桥式电路进行了换相，从负向电流换为正向电流。

以上对本申请实施例进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本申请的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的方法及其核心思想。