AC至DC和DC至AC功率转换的制作方法

ac至dc和dc至ac功率转换
1.相关申请的交叉引用
2.本专利申请要求在2019年3月11日提交的美国临时专利申请no.62/816,483的利益，其通过引用并入。
技术领域
3.本技术的实施例涉及功率转换器，包括单相交流(ac)至直流(dc)功率转换器和dc至ac功率转换器。


背景技术：

4.同时具有高功率密度、高转换效率和高可靠性(h3)的单相功率转换器是许多新兴应用的理想选择，诸如驱动发光二极管(led)、手机快速充电和光伏(pv)逆变器。单相转换器利用储能容量来缓冲ac侧和dc侧之间的双线路频率功率不平衡。传统上，笨重的电解电容器(e
‑
cap)连接到单相转换器的dc侧以作为无源脉动功率缓冲器(ppb)。例如，如图1所示，现有技术的转换器100设置有电容器c
b 102，该电容器c
b 102附接到h桥逆变器106(常用的单相功率逆变器电路)的dc链路104(本文也称为dc源或负载)，该h桥逆变器106又连接到电感器l
ac 108和ac电压v
ac 110。这里，由于严格的dc链路电压纹波要求，c
b 102的能量存储要求很大，因此c
b
的体积通常很大。使用大型e
‑
cap会导致两个问题：(i)由于体积庞大，功率密度较低；以及(ii)由于e
‑
cap的典型使用寿命在105℃时<7,000小时，这远短于led或pv面板的使用寿命，因此可靠性较低。
5.利用有源脉动功率缓冲(ppb)可以显著降低单相转换器的能量存储需求。有源ppb的基本思想是将ppb电容器c
b 102从dc链路104解耦并允许跨越其的大电压波动(即，δv
c
)。由于c
b 102的功率与δv
c
成比例，因此在给定大δv
c
的情况下，可以利用具有小形状因数的小c
b 102来缓冲纹波功率。此外，由于减少了能量存储需求，可以将更可靠和紧凑的非电解电容器(诸如薄膜或层压陶瓷电容器)用于c
b 102。
6.尽管已经开发了具有有源ppb的许多功率转换解决方案，但此类现有解决方案具有关键局限性，包括：(i)半导体开关的高电压应力，以及(ii)在单个功率转换级中输出低dc电压(在ac至dc应用的情况下)或从低dc电压源生成电力(在dc至ac应用的情况下)的不可行性。这些现有的解决方案通常会产生更多的功率损耗(这会降低功率转换效率)，需要使用昂贵的半导体开关(这会增加成本)，并且应用领域非常有限。


技术实现要素：

7.在示例性实施例中，本技术提供了一种功率转换器电路。功率转换器电路包括：直流(dc)源或负载；第一无源网络；第一电流开关网络；至少一个浮动电容器；第二电流开关网络；第二无源网络；以及交流(ac)源或负载。第一无源网络连接在dc源或负载和第一电流开关网络之间，用于链接dc源或负载和第一电流开关网络。
8.在另一个示例性实施例中，本技术提供了一种用于操作功率转换器电路的方法。
该方法包括：在第一间隔期间，第一无源网络提供直流(dc)源或负载和第二无源网络的整流转换器侧电压之间的接口；在第二间隔期间，第一无源网络单独连接到dc源或负载；在第三间隔期间，第一无源网络提供至少一个浮动电容器和dc源或负载之间的接口；以及在第四间隔期间，第一无源网络提供至少一个浮动电容器、dc源或负载和第二无源网络的整流转换器侧电压之间的接口。
9.在又一示例性实施例中，本技术提供了一种功率转换器电路。功率转换器电路包括：直流(dc)源或负载；第一无源网络；第一电流开关网络；至少一个浮动电容器；第二电流开关网络；第二无源网络；以及交流(ac)源或负载。第一无源网络连接在dc源或负载和第一电流开关网络之间，用于链接dc源或负载和第一电流开关网络。第一电流开关网络包括至少四个串联的开关，用于在开关周期之间切换功率转换器电路。至少一个浮动电容器连接到第一电流开关网络。第二电流开关网络包括两对开关，用于提供第一电流开关网络和第二无源网络之间的接口，以及第二无源网络连接在第二电流开关网络和ac源或负载之间。
附图说明
10.图1描绘了现有技术的功率转换器电路。
11.图2描绘了根据本技术的示例性实施例的功率转换器电路的示例。
12.图3描绘了根据本技术的示例性实施例的操作功率转换器的方法。
13.图4描绘了根据本技术的示例性实施例的功率转换器电路的示例。
14.图5描绘了根据本技术的示例性实施例的功率转换器电路的示例。
15.图6描绘了根据本技术的示例性实施例的功率转换器电路的示例。
16.图7a和7b描绘了用于分析图6的功率转换器电路的简化技术。
17.图8描绘了根据本技术的示例性实施例的用于分析图6的功率转换器电路的简化电路。
18.图9描绘了根据本技术的示例性实施例的图8中描绘的简化电路的操作状态。
19.图10a和10b描绘了根据本技术的示例性实施例的控制图9的操作状态的波形。
20.图11描绘了根据本技术的示例性实施例的ac电压v
ac
和电流i
ac
、dc电压v
dc
、缓冲电容器电压v
c
以及开关s
a
和s
b
的占空比：d
a
和d
b
的计算波形。
21.图12描绘了根据本技术的示例性实施例的用于图6的功率转换器电路的控制器。
22.图13描绘了根据本技术的示例性实施例的关于图6的功率转换器电路的操作的电压波形。
23.图14a和14b描绘了根据本技术的示例性实施例的图6的功率转换器电路的相对于输出功率和飞跨电容的最小额定电压。
24.图15描绘了根据本技术的示例性实施例的图6的功率转换器的操作状态期间的电感器电流。
25.图16a和16b描绘了根据本技术的示例性实施例的图16的功率转换器电路的相对于输出电压和输出功率绘制的所需电感波形。
26.图17描绘了根据本技术的示例性实施例的功率转换器电路的示例。
27.图18描绘了根据本技术的示例性实施例的功率转换器电路的示例。
28.图19描绘了根据本技术的示例性实施例的图17的功率转换器电路的简化电路和
简化电路的操作状态。
29.图20描绘了根据本技术的示例性实施例的ac电压v
ac
和电流i
ac
、dc电压v
dc
、缓冲电容器电压v
c
以及开关s
a
和s
b
的占空比：d
a
和d
b
的计算波形。
具体实施方式
30.本技术的示例性实施例提供用于利用有源ppb的单相转换器电路的配置和方法，允许(i)dc链路电容器102的更紧凑的设计以及(ii)使用比e
‑
cap更可靠的非电解电容器，诸如薄膜或层压陶瓷电容器。由示例性实施例实现的优点包括：(1)由于使用了有源ppb，减小了ppb电容器c
b
的体积；(2)由于输入电流在整个ac线路周期内的可控性引起的正弦ac电流；(3)减小所有开关装置的电压和电流应力；(4)由于峰值电感电流减小，电感l的体积减小；以及(5)dc链路电压v
dc
可以低于峰值ac电压v
ac
。
31.图2描绘了根据本技术的示例性实施例的功率转换器电路200的示例。图2的功率转换器电路200包括dc电压源或负载202、第一无源网络204、第一电流开关网络206、浮动电容器208、第二电流开关网络210、第二无源网络212和ac电压源或负载214。功率转换器电路200是单相转换器电路，包括：(a)第一无源网络204连接在诸如dc电压源或负载202的dc链路和第一电流开关网络206之间，以便链接dc电压源或负载202和第一电流开关网络206；(b)第一电流开关网络206包括四个串联开关s
a
、s
b
、s
c
和s
d
，用于在离散连续开关周期之间切换转换器电路200，其中至少一个开关是电压
‑
双向电流开关；(c)浮动电容器208(或浮动电容器)，其(或它们的)端子与第一电流开关网络206连接；(d)第二电流开关210网络包括两对开关s1、s2和s3、s4，用于提供第一开关网络206和第二无源网络212之间的接口；以及(e)第二无源网络212，用于提供第二电流开关网络210和转换器200的ac侧214之间的接口。
32.在某些实施例中，第一无源网络204可以包括一个电感器或一个电感器
‑
电容器网络，以及第二无源网络212可以包括一个电容器或串联的电容器
‑
电感器网络，该电容器直接提供第二电流开关网络210和转换器200的ac侧214之间的接口。
33.在某些实施例中，第一电流开关网络206中的电压
‑
双向电流开关可以使用用于单向功率转换应用(诸如ac/dc整流器(参见图6)和dc/ac逆变器(参见图17和18))的以背对背配置布置的受控开关和非受控开关来实现，并且可以使用用于双向功率转换应用的以背对背配置布置的一对串联的受控开关来实现。第二电流开关网络210中的开关s1、s2、s3和s4可以使用用于ac/dc整流器应用的非受控开关来实现，并且可以使用用于dc/ac逆变器应用和/或双向功率转换引用的受控开关来实现。浮动电容器208可以使用单个电容器和/或电容器组的堆叠来实现。此外，转换器200的dc电压源或负载202的dc链路电压可能包含围绕dc偏移电压的一些电压变化。
34.参考转换器200，图3提供用于操作包括四种操作状态的单相转换器电路的开关周期方法300。示例性开关周期包括：第一间隔，在该间隔期间，第一无源网络204提供dc电压源或负载202和第二无源网络212的整流转换器侧电压(从s1和s3之间的公共节点到s2和s4的公共节点测量的跨第二电流开关网络210的电压)之间的接口(状态1)；第二间隔，在该间隔期间，第一无源网络204单独连接到dc电压源或负载202(状态2)；第三间隔，在该间隔期间，第一无源网络204提供浮动电容器208(或浮动电容器)和dc电压源或负载202之间的接口(状态3)；以及第四间隔，在该间隔期间，第一无源网络204提供浮动电容器208(或浮动电
容器)、dc电压源或负载202和第二无源网络212的整流转换器侧电压(从s1和s3之间的公共节点到s2和s4的公共节点测量的跨第二电流开关网络210的电压)之间的接口(状态4)。在某些实施例中，方法300的开关周期还可以包括截止间隔，在该间隔期间第一无源网络204的电感器的电流变为零。
35.图4和5描绘了图2的功率转换器200的特定实施例，其实现为能够进行ac至dc转换和dc至ac转换的双向功率转换器。
36.在图4的实施例中，提供转换器400，其中：(i)第一无源网络404由单个电感器l形成；(ii)第一电流开关网络406由s
a
‑
s
d
(其中s
a
、s
b
和s
c
为受控开关，以及s
d
为由以背对背配置布置的两个受控开关s
d1
和s
d2
形成的电压
‑
双向开关)形成，浮动电容器(c
b
)408跨越在s
a
和s
b
之间以及在s
c
和s
d1
之间的公共节点分流；(iii)第二开关网络410由以h桥配置布置的四个高频且完全受控的开关s1‑
s4形成；以及(iv)第二无源网络412由电感器
‑
电容器网络l
f
‑
c
f
形成。
37.类似于转换器200，开关周期方法300(参见图3)提供在四种操作状态下操作转换器400。该开关周期包括：第一间隔，在该间隔期间第一无源网络404提供dc电压源或负载402和第二无源网络412的整流转换器侧电压(从s1和s3之间的公共节点到s2和s4的公共节点测量的跨第二电流开关网络210的电压)之间的接口(状态1)；第二间隔，在该间隔期间第一无源网络404单独连接到dc电压源或负载402(状态2)；第三间隔，在该间隔期间第一无源网络404提供浮动电容器408(或浮动电容器)和dc电压源或负载402之间的接口(状态3)；以及第四间隔，在该间隔期间第一无源网络404提供浮动电容器408(或浮动电容器)、dc电压源或负载402和第二无源网络412的整流转换器侧电压之间的接口(状态4)。在进一步的实施例中，该开关周期还可以包括第一无源网络404的电感器l的电流变为零的截止间隔。
38.在图5的实施例中，提供转换器500，其中：(i)第一无源网络504由单个电感器l形成；(ii)第一电流开关网络506由s
a
‑
s
d
(其中s
b
和s
c
为受控开关，s
a
和s
d
为由两个受控开关(s
a1
和s
a2
，以及s
d1
和s
d2
)形成的电压双向开关并且分别以背对背配置布置)，浮动电容器(c
b
)508并联在s
a1
和s
b
之间以及s
c
和s
d1
之间的公共节点上；(iii)第二开关网络510由以h桥配置布置的四个线路频率且完全受控的开关s1‑
s4形成；以及(iv)第二无源网络512由电感器
‑
电容器网络l
f
‑
c
f
形成。
39.类似于转换器200，开关周期方法300(参见图3)提供在四种操作状态下操作转换器500。该开关周期包括：第一间隔，在该间隔期间第一无源网络504提供dc电压源或负载502和第二无源网络512的整流转换器侧电压(从s1和s3之间的公共节点到s2和s4的公共节点测量的跨第二电流开关网络210的电压)之间的接口(状态1)；第二间隔，在该间隔期间第一无源网络504单独连接到dc电压源或负载502(状态2)；第三间隔，在该间隔期间第一无源网络504提供浮动电容器508(或浮动电容器)和dc电压源或负载502之间的接口(状态3)；以及第四间隔，在该间隔期间第一无源网络504提供浮动电容器508(或浮动电容器)、dc电压源或负载502和第二无源网络512的整流转换器侧电压之间的接口(状态4)。在进一步的实施例中，该开关周期还可以包括截止间隔，在该截止间隔期间第一无源网络504的电感器l的电流变为零。
40.图4和图5中的转换器400和500之间的差异是图2的开关s
a
的结构。在图4中，s
a
由完全受控的开关s
a
(例如绝缘栅双极晶体管(igbt)开关)构成，而在图5中，s
a
由以背对背配置
连接的两个完全受控的开关s
a1
和s
a2
(例如两个igbt开关)构成。由于s
a
的这种背对背配置，图5中的有源开关s1至s4可以在线路频率下以相对较低的开关损耗打开/关闭。在图4中，s1至s4涉及高频操作，导致相对较高的开关损耗，但是可以理解，由于使用了一个较少的有源开关，因此图4的配置降低了复杂性和成本，并且可以降低传导损耗。
41.图6示出了类似于图2的功率转换器200但实现为用于ac到dc功率转换的单向功率转换器的功率转换器600。转换器600被具体布置为单相三电平飞跨电容降压功率因数校正(pfc)整流器600，用作示例来说明本技术的示例性实施例的工作原理。整流器600包括：(i)ac输入电压源(v
ac
)602；(ii)由电磁干扰(emi)滤波器604形成的第一无源网络；(iii)由以桥式整流器配置布置的四个二极管d1‑
d4形成的前端二极管桥606；(iv)由s
a
‑
s
c
、d
a
和d
c
形成的电流开关网络608(其中s
a
和s
b
为受控开关，d
a
为二极管，以及电压双向开关由以背对背配置布置的二极管d
c
和受控开关s
c
形成)；(v)跨越在s
a
和s
b
之间以及在d
a
和d
c
之间的公共节点分流的浮动电容器c
b 610；以及(vi)由电感器
‑
电容器
‑
电阻器网络l
‑
c
dc
‑
r
dc
形成的第二无源网络212。
42.为了以简化形式说明整流器600的工作原理，可执行两步简化程序以获得用于分析的简化电路。在第一步骤中，忽略emi滤波器602，用与二极管d
b
串联的整流正弦电压源|v
ac
|表示线路电压v
ac
和前端二极管桥式整流器606，如图7a所示。在第二步骤中，使用只能传导正电流同时双向阻断电压的双象限开关(bs)替换mosfet(s)和二极管(d)的任何串联连接，如图7b所示。执行这两个步骤产生图8所示的等效电路800。
43.在等效电路800中，双象限开关bs
b
和bs
c
互补切换。假设操作的连续传导模式(ccm)，等效电路800具有如图9所示的四个开关状态，其中功率流路径902基于开关状态而改变。在状态1和状态2中，电感器l分别由|v
ac
|通电(功率流路径902a)和对c
dc
‑
r
dc
负载断电(功率流路径902b)，而c
b 610(参见图6)不参与电路操作或功率流路径902a和902b。在状态3和状态4中，c
b
是功率流路径902c和902d的一部分。具体地，c
b 610在状态3(功率流路径902c)中通过与电感器l电流i
l
等效的电流放电并且在状态4(功率流路径902d)中通过与i
l
等效的电流充电。因此，创建了额外的电容器充电状态和放电状态。
44.此外，通过控制状态3和状态4的持续时间，可以有源地控制流入/流出c
b 610的电量，从而实现有源ppb。此外，无论线路电压水平如何，线路电流|i
ac
|始终是可控的。这是因为每当bs
b
＝1(状态1和状态4)时，|i
ac
|等于i
l
，而当bs
b
＝0(状态2和状态3)时，它等于0。相比之下，当在传统的降压pfc整流器中，当|v
ac
|<v
dc
时无法控制|i
ac
|。
45.此外，还有一个特征是s
a
和d
a
的额定电压总是被v
c
钳位，v
c
可以设计在低电压水平，而同时s
b
、s
c
和d
c
的额定电压也因c
b 610串联插入在功率流路径902c和902d中而降低额定值。
46.下面的表i中列出了开关状态的总结：
47.表i.开关状态的总结。
48.操作状态s
a
bs
b
c
b
v
l
状态111空闲|v
ac
|
‑
v
dc
状态200空闲
‑
v
dc
状态310放电v
c
‑
v
dc
状态401充电|v
ac
|
‑
v
c
‑
v
dc
49.下面提供了图6的整流器600的稳态电路分析。
50.假设单位功率因数，且v
ac
和i
ac
为纯正弦波形，如下所示：
[0051][0052]
其中v
ac
和i
ac
分别为v
ac
和i
ac
的幅值，ω为线路频率，则瞬时输入功率p
ac
为
[0053][0054]
p
ac
因此包含双线路频率脉动功率p
r
和恒定的dc功率p
dc
。假设p
r
被c
b
完全缓冲，c
b
的电压和电流可以被进一步计算为：
[0055][0056][0057]
其中是v
c
的平均电压，它是一个设计变量。
[0058]
利用方程式(1)
‑
(4)中给出的稳态电压和电流表达式，可以获得有源开关的占空比以及整流器600的操作约束。将图9中状态1
‑
状态4的持续时间分别表示为d1t
s
、d2t
s
、d3t
s
和d4t
s
，其中t
s
是开关周期。则：
[0059]
d1+d2+d3+d4＝1.
ꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0060]
从表i中，开关s
a
和bs
b
的占空比可以表示为：
[0061]
d
a
＝d1+d4，
ꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0062]
d
b
＝d1+d3ꢀꢀꢀꢀ
(7)
[0063]
基于图9，ts内的状态空间平均线路电流i
ac
、负载电流i
dc
和电容器电流i
c
可以计算为(这里为了简单起见省略了平均运算符)：
[0064]
|i
ac
|＝(d1+d4)i
l
＝d
a
i
l
，
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0065]
i
dc
＝i
l
，
ꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0066]
i
c
＝(d4‑
d3)i
l
＝(d
a
‑
d
b
)i
l
ꢀꢀꢀꢀ
(10)
[0067]
方程式(10)表明i
c
为正(即，当d3<d4(或d
b
<d
a
)时c
b
被充电)，反之亦然，这表明有源ppb对该电路是可行的。
[0068]
方程式(8)
‑
(10)的解使得：
[0069]
[0070]
公式(11)中的占空比d
a
和d
b
必须在0
‑
100％的范围内。因此，所提出的整流器的操作约束可以解为
[0071][0072]
进一步，方程式(12)中的|i
ac
|>i
c
的利用方程式(1)和(4)的解表明
[0073][0074]
同时，方程式(12)中|i
ac
|<i
dc
的解表明
[0075][0076]
根据能量守恒原理，方程式(2)可以重新排列为
[0077][0078]
通过在线路周期t
line
内对方程式(15)求平均值，同时结合方程式(8)和(9)，得出
[0079][0080]
其中<
·
>
tline
是t
line
内的平均运算符。方程式(16)表明图6的整流器600的dc电压转换特性具有与典型降压转换器相似的形式。此外，基于方程式(14)和(16)，只要满足方程式(12)，整流器600就能够产生低于v
ac
/2的任何输出电压。
[0081]
在某些实施例中，开关bs
b
和bs
c
由根据以下讨论生成的栅极信号控制。根据方程式(8)
‑
(10)，d1、d2和d4可以用d3表示为：
[0082][0083]
方程式(17)表明选择d3是自由的。如果使用相移调制(通常用于控制多电平转换器以提高有效开关频率)，则当d
a
+d
b
≥1时，有效开关状态为状态1、状态3和状态4，并且d
a
+d
b
<1时，它们变为状态2、状态3和状态4(参见图10a和10b，其中d
a
和d
b
分别使用两个异相三角载波carrier_a和carrier_b进行调制)。在图10a和10b所示的两种情况下，来自整流器600(见图6)的电感器l两端的电压在三个电压电平之间切换。在数学上，图10a和10b表明：
[0084][0085]
此外，方程式(17)和(18)的组合导致d1‑
d4表示为：
[0086][0087][0088]
在图11中，d1–
d4、d
a
和d
b
是基于方程式(1)、(3)、(4)、(11)、(19)、(20)和表ii中列出的电路规格在一个线路周期内相对于v
ac
、i
ac
、v
dc
和v
c
绘制的。
[0089]
表ii.电路规格。
[0090][0091]
[0092]
图11示出d
a
和d
b
的占空比在0
‑
100％内，表明满足操作约束。此外，由于在整个t
line
中d
a
+d
b
<1，d1总是等于0并且开关状态1(参见图9)被停用。
[0093]
虽然d
a
和d
b
可以基于用于整流器600的开环控制的方程式(11)计算(参见图6)，但方程式(11)的推导并未考虑功率损耗、非线性和组件容差，它们在实际设计中是可忽视的。因此，在某些实施例中，可以使用闭环控制器来补充系统的操作。在特定的实施例中，如图12所示，采用基于增强型自动功率解耦(e
‑
apd)控制器1200的非线性闭环控制方法。控制器1200的设计程序描述如下。
[0094]
基于图9的状态(1)
‑
(4)，所提出的整流器600(参见图6)的状态空间平均方程式可以被获得为：
[0095][0096]
同时，参考e
‑
apd控制器1200，控制输出被选择为：
[0097][0098]
分别代表直流端口和交流端口的动态。
[0099]
方程式(21)表明系统高度耦合(在系统状态和控制输入d
a
和d
b
之间)和高度非线性(由于控制输入和系统状态的乘法运算)。以下方程式是通过对(22)的第一个方程式随时间微分得到的：
[0100][0101]
如果引入两个新的控制输入u
a
和u
b
使得
[0102][0103]
则原来的耦合和非线性系统现在被数值转换为两个解耦的线性子系统。通过求解方程式(23)和(24)，将新控制输入转换回原始控制输入的反馈
‑
线性化
‑
解耦定律可以推导出为
[0104][0105]
参考方程式(24)，整流器600(参见图6)的控制可以使用简单的线性控制器来实
现。如图12所示，u
a
是使用比例控制器p
i 1202获得的，而u
b
是基于方程式(22)直接从导出的。一旦已知u
a
和u
b
，就可以使用公式(25)计算d
a
和d
b
，以生成栅极驱动信号(如图10a和10b所示)。在图12中，参考信号i
l*
是从在v
dc*
处调节v
dc
的外部电压回路1208获得的，而是从在处调节的第二电压回路1210获得的。这里，采用具有双线路频率1212处的阻带的陷波滤波器1204来提取此外，锁相环(pll)1214可用于确定栅极电压v
ac
的相位信息，该相位信息可用于生成用于控制栅极电流的参考信号。此外，放大器1216和12128可用于将控制信号d
a
和d
b
调制成数字形式以便操作整流器600中的半导体开关。在某些实施例中，用于两个电压调节回路的pi控制器1206a和1206b的设计以及用于电流调节回路的pi控制器1202的设计遵循常规线性控制器的设计，在此不再详述。
[0106]
设计和构建整流器600(参见图6)需要平衡几个设计考虑。一个特殊的设计考虑是有源开关和二极管的设计。为了进行适当的设计考虑，应该理解在图9的各种状态1
‑
4期间功率装置中的电压。表iii总结了在图9的状态1
‑
4期间每个功率装置两端的电压。
[0107]
表iii.s
a
、d
a
、s
b
、d
b
、s
c
和d
c
的电压应力和最大电压应力。
[0108][0109]
如图所示，s
a
和d
a
(即v
a
)的最小额定电压是v
c
的峰值电压。因此，从方程式(3)，v
a
可以表示为
[0110][0111]
这在图13中突出显示。此外，表iii示出了图6的整流器600的两个双象限开关bs
b
和bs
c
两端的电压应力是|v
ac
|
‑
v
c
，其根据图13是双极的。
[0112]
此外，由于当|v
ac
|
‑
v
c
≥0时s
c
和d
b
导通，因此s
b
和d
c
的最小额定电压(即v
b+
)为：
[0113][0114]
类似地，当|v
ac
|
‑
v
c
＜0时，s
b
和d
c
导通，s
c
和d
b
的最小额定电压(即v
b
‑
)则等于：
[0115][0116]
借助方程式(26)
‑
(28)，可以相对于输出功率和c
b
的电容绘制v
a
、v
b+
和v
b
‑
。结果在图14a和14b中示出并与v
ac
比较，其中v
ac
＝110√2v,v
dc
＝48v,和根据图14a和14b，可以得出以下观察结果：
[0117]
(1)在图14a中，v
a
和v
b+
随p
dc
单调缩放，而v
b
‑
是常数并等于v
a
和v
b+
随p
dc
的增加是由于随p
dc
增加而增加的电压纹波δv
c
。因此，v
a
和v
b+
应设计为全功率。
[0118]
(2)在图14b中，对于恒定的p
dc
，v
a
和v
b+
随着电容c
b
的增加而减小，而v
b
‑
仍然等于v
a
和v
b+
的减小是由于使用较大的电容c
b
时δv
c
较小。
[0119]
(3)在应用的一个特定实施例中，其中被选择为接近v
ac
的一半(即)，还发现v
a
、v
b+
和v
b
‑
在p
dc
和c
b
的宽范围内接近v
ac
的一半。相比之下，传统降压pfc整流器中所有功率器件的电压应力均为v
ac
。即，整流器600(参见图6)中的电压应力与传统降压pfc整流器的电压应力相比几乎减半。另一方面，当电感器l电流i
l
(参见图9)流经根据图9的每个开关元件时，所有开关装置的最小电流额定值i
stress
相同且等于i
l
的峰值，由以下所示：
[0120][0121]
其中δi
l_rated
是额定高频电感器电流纹波。
[0122]
另一个设计考虑是飞跨电容器c
b
。c
b
的设计本质上是系统功率密度和系统操作约束之间的折衷。特别地，在满足方程式(12)的约束的同时，应该最小化c
b
。方程式(1)、(4)和(12)的组合使得c
b
的设计约束为：
[0123]
c
b
≥max{c
b1
,c
b2
},
ꢀꢀꢀꢀ
(30)
[0124]
其中
[0125]
[0126][0127]
例如，在特定实施例中，其中p
dc
＝48w、v
dc
＝48v和v
ac
＝110√2v、并且将导致c
b1
＝19.4μf和c
b2
＝31.4μf。因此，在本设计中选择c
b
＝40μf。
[0128]
另一个设计考虑是来自图6的整流器600的电感器l的设计考虑。电感器l应该被设计成使得(i)整流器600在ccm中操作并且(ii)峰到峰开关频率电感器电流纹波δi
l
小于预先指定的值δi
l_rated
。操作的ccm要求：
[0129]
δi
l
＜2i
l
.
ꢀꢀꢀꢀ
(33)
[0130]
因此，为确保操作的ccm，δi
l_rated
应遵循：
[0131][0132]
为了满足设计标准(ii)，需要解出δi
l
。图15中描绘了一个开关周期t
s
内i
l
的示意波形图。如图15所示，在时间实例t1–
t6，i
l
分别以i
ln
的值到达其局部峰值/谷值，其中n∈{1,2,3,4,5,6}，以及
[0133]
i
l(m+1)
＝i
lm
+δi
lm
,m∈{1,2,3,4,5},
ꢀꢀꢀꢀ
(35)
[0134]
其中δi
lm
是t
m
到t
m+1
时间间隔期间的增量电感电流。根据图15中注释的开关状态和表i中相应的电感器电压，δi
lm
可以导出为：
[0135][0136]
因此，第k个开关周期期间的δi
l
为：
[0137]
δi
l
[k]＝max{i
l1
[k],l i
l6
[k]}
‑
min{i
l1
[k],l i
l6
[k]},
ꢀꢀꢀꢀ
(37)
[0138]
这是l的函数。最小电感l
min
可以通过将t
line
内的最大δi
l
等于δi
l_rated
来获得。借
助方程式(1)、(4)、(19)和(20)，l
min
可求解为：
[0139][0140]
图16a和16b分别示出了相对于p
dc
和v
dc
的计算出的l
min
。在所示实施例中，在计算中使用fs＝50khz的开关频率、δi
l_rated
＝0.6a、c
b
＝40μf、v
ac
＝110√2v和图16a和16b示出l
min
与p
dc
和v
dc
成比例地缩放。因此，应在全功率和最大v
dc
处选择l
min
。在特定实施例中，48
‑
w/48
‑
v系统需要l
min
＝0.965mh。因此，在该特定设计中选择l＝1mh。
[0141]
简要地回到图6，将理解图6的示意性电路图仅仅是示例性的单个转换器配置，并且具有不同开关实现的多个转换器也是可行的。例如，在整流器600的一个版本中，为了提高整流器600的功率转换效率，可以将第二电流开关网络的二极管桥式整流器中的四个二极管替换为四个受控开关。再举另一个例子，在整流器600的另一个版本中，dc和sc之间的相对位置可以互换，使得受控开关sc的源极端子连接到浮动电容器c
b 610的负极端子，从而简化栅极驱动器电路设计。再举一个例子，作为进一步的替代方案，受控开关s
b
可以由电压双向开关代替，例如，使用以背对背配置布置的二极管和受控开关，使得二极管d1‑
d4以ac线路频率进行换向。这种开关实现的优点是可以在电路中使用普通的线路频率换向二极管桥式整流器，相对于高频换向二极管桥式整流器来说，它更便宜并且具有降低的功耗。
[0142]
留在图6，并且在进一步的示例性实施例中，图6中描绘的所有二极管都可由受控开关代替，并且所有受控开关均由用于dc/ac逆变器应用的二极管代替(参见下面的图17和18)。在又一示例性实施例中，图6中描绘的所有二极管都被用于双向功率转换应用的受控开关代替(参见图4)。在又一示例性实施例中，图4中的受控开关s
a
可由电压双向开关代替，例如，使用以背对背配置布置的一对受控开关，使得受控开关s1
‑
s4以ac线路频率进行换向(参见图5)。
[0143]
图17示出了类似于图2的功率转换器200但实现为用于dc至ac功率转换的单向功率转换器的功率转换器1700。转换器1700具体布置为单相三电平飞跨电容器升压pv微逆变器1700，其用作示出本技术的示例性实施例的工作原理的示例。图18示出了单相三电平飞跨电容器升压pv微逆变器1800形式的第二示例性实施例。
[0144]
逆变器1700包括改进的三电平飞跨电容器(mtlfc)dc
‑
dc级1702，其由h桥线路频率展开器级1704级联，h桥线路频率展开器级1704在所示实施例中由pv电池1706提供的dc电压(v
dc
)驱动。负载1708可以是纯电阻器(在图17中示出为r
ac
)或其他类型的负载，包括但不限于ac电网或任何其他类型的非线性负载。接口emi滤波器1710设置在负载1708之前，并且在图17所示的实施例中是c
ac
，但也可以是其他类型的滤波器，包括电感
‑
电容(lc)滤波器或电感
‑
电容
‑
电感(lcl)滤波器。mtlfc级1702类似于传统的三电平飞跨电容升压转换器200(参见图2)，不同之处在于增加了额外的有源开关s
c
和二极管d
b
。
[0145]
在另一个实施例中，逆变器1700的有源开关s
c
可以进一步与展开器级1704集成以进一步减少组件数量。该实施例在图18中被示为逆变器1800。类似于逆变器1700，逆变器1800包括改进的三电平飞跨电容器(mtlfc)dc
‑
dc级1802，该级1802在所示的实施例中由由pv电池1806提供的dc电压(v
dc
)驱动的线路频率展开器级1804级联。负载1808可以是纯电阻器(在图18中示出为r
ac
)或其他类型的负载，包括但不限于ac电网或任何其他类型的非线性负载。接口emi滤波器1810设置在负载1808之前，并且在图18所示的实施例中是c
ac
，但也可
以是其他类型的滤波器，包括电感
‑
电容(lc)滤波器或电感
‑
电容
‑
电感(lcl)滤波器。mtlfc级1802类似于传统的三电平飞跨电容器升压转换器200(参见图2)，除了增加了二极管d
b
。
[0146]
与逆变器1700(参见图17)相反，逆变器1800操作其展开器级1804，使得s1和s3是高频开关，而s2和s4保持在线路频率操作。除此之外，逆变器1800具有与逆变器1700类似的操作原理，但节省了一个有源开关(在图17中示出为s
c
)。然而，通过逆变器1700配置，展开器级1702更加对称，这可以减轻对集成/封装过程的限制并且导致更加模块化的设计。因此，逆变器1700或逆变器1800之一的使用将取决于总体设计考虑。
[0147]
图19示出了近似逆变器1700(见图17)的操作的等效电路1900。下面提供了用于将逆变器1700转换为等效电路1900的两步过程：
[0148]
步骤1是用整流正弦电压源|v
ac
|来表示h桥展开器电路1704和线路电压v
ac
；以及
[0149]
步骤2是使用双象限开关(bs)来表示mosfet(s)和二极管(d)的串联连接。双象限开关可以在传导正电流的同时双向阻断电压。因此，mtflc级1702(参见图17)的s
b
和d
b
由bs
b
表示，并且mtflc级1702的s
c
和d
c
由bs
c
表示。
[0150]
可以根据上述两步转换过程为逆变器1800(参见图18)开发类似等效电路1900的等效电路。然而，为了简洁起见，对该过程的描述没有特别详细并且可以与上述两步过程类似地执行。
[0151]
图19进一步示出了基于开关bs
b
和bsc上的开关条件的等效电路1900的四种操作状态(状态1
‑
状态4)。在图19中，双象限开关bs
b
和bs
c
互补切换。假设操作的连续传导模式(ccm)，等效电路1900具有四种开关状态(参见状态1
‑
4)。在状态1和状态2中，基于功率流路径1902a和1902b，电感器l由v
dc
通电(具有功率流路径1902a的状态1)并对|v
ac
|断电(具有功率流路径1902b的状态2)，而c
b
不参与电路操作。这两种开关状态与升压转换器的开关状态相同。在状态3和状态4中，c
b
是功率流路径1902c和1902d的一部分。具体地，c
b
在具有功率流路径1902c的状态3中由i
l
放电并且在具有功率流路径1902d的状态4中由i
l
充电。因此，在状态3和状态4中创建了额外的电容器充电状态和放电状态。通过控制状态3和状态4的持续时间，可以有源地控制流入/流出c
b
的电量，从而实现有源ppb。
[0152]
下面基于图19的状态1
‑
4中所示的等效电路1900操作提供逆变器1700的稳态分析。在以下分析中，假设为单位功率因数并且假设v
ac
和i
ac
是纯正弦波形，如下所示：
[0153][0154]
其中v
ac
和i
ac
分别是v
ac
和i
ac
的幅度，并且ω是线路频率。因此，瞬时输出功率p
ac
表示为：
[0155][0156]
p
ac
由恒定直流功率p
dc
和双线路频率脉动功率p
r
组成。假设p
r
被c
b
完全缓冲，c
b
的电压和电流可以进一步计算为：
[0157]
[0158][0159]
其中是v
c
的平均电压，它是一个设计变量。
[0160]
利用方程式(1)
‑
(4)中给出的电压和电流表达式，可以获得有源开关的占空比以及逆变器1700(参见图17)的操作约束。图19中状态1
‑
状态4的持续时间分别表示为d1t
s
、d2t
s
、d3t
s
和d4t
s
，其中t
s
是开关周期。因此，一个完整周期的操作的总持续时间可以表示为：
[0161]
d1+d2+d3+d4＝1.
ꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0162]
开关s
a
和bs
b
的占空比可以表示为
[0163]
d
a
＝d1+d3,
ꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0164]
d
b
＝d1+d4.
ꢀꢀꢀꢀ
(7)
[0165]
基于图19，t
s
内的状态空间平均线路电流i
ac
、输入直流电流i
dc
和电容器电流i
c
可以计算为(这里为了简单起见省略了平均运算符)：
[0166]
|i
ac
|＝(d2+d3)i
l
＝(1
‑
d
b
)i
l
,
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0167]
i
dc
＝i
l
,
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0168]
i
c
＝(d4‑
d3)i
l
＝(d
b
‑
d
a
)i
l
.
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(10)
[0169]
从方程式(10)可知，当d3<d4(或d
a
<d
b
)时，i
c
为正(即c
b
带电)，反之亦然。
[0170]
求解方程式(8)
‑
(10)使得：
[0171][0172]
公式(11)中的占空比d
a
和d
b
必须在0
‑
100％的范围内。因此，所提出的逆变器的操作约束可以求解为：
[0173][0174]
公式(12)中|i
ac
|>i
c
的利用公式(1)和(4)的解揭示了的设计约束为：
[0175][0176]
同时，方程式(12)中|i
ac
|<i
dc
的解表明输入和输出电压之间的约束为：
[0177][0178]
此外，方程式(2)可以重新排列为：
[0179][0180]
通过在线路周期t
line
内对方程式(15)求平均值，同时结合方程式(8)和(9)得出：
[0181][0182]
其中<
·
>
tline
是t
line
上的平均运算符。方程式(16)表明逆变器1700的电压转换特性具有与升压转换器的电压转换特性相似的形式。此外，基于方程式(14)和(16)，只要满足方程式(12)，输入直流电压v
dc
应该低于v
ac
/2。
[0183]
图20示出了基于方程式(1)、(3)、(4)、(11)和表iv中列出的示例性电路规格，在一个线路周期t
line
内的相对于v
ac
、i
ac
、v
dc
和v
c
绘制的来自上述分析的d
a
和d
b
。
[0184]
表iv.电路规格。
[0185]
参数值参数值输入dc电压v
dc
48v全输出功率60w输出ac rms电压110v输出ac频率60hz飞跨电容器c
b
50μf主电感器l1mhac电容器c
ac
0.47μf开关频率f
s
75khzd
a
–
d
c
vt5202s
a
–
s
c
,s1–
s4stf20nf20
[0186]
图20显示d
a
和d
b
在0
‑
100％的占空比内，表明满足所需的操作约束。
[0187]
综上所述，可以看出本技术的示例性实施例提供：(1)第一和第二电流开关网络的相对较低的电压应力，从而能够选择具有更好品质因数的开关以实现更高的效率和功率密度；(2)浮动(缓冲)电容器c
b
的相对较低的额定电压，导致电容器体积更小；以及(3)体积相对较小的电感器。
[0188]
在此引用的所有参考文献，包括出版物、专利申请和专利，都以相同的程度通过引用并入，如同每个参考文献被单独地和具体地指示为通过引用并入并以其整体在本文阐述一样。
[0189]
在描述本发明的上下文中(尤其是在以下权利要求的上下文中)，术语“一”和“一个”和“该”和“至少一个”以及类似指代的使用将被解释为涵盖单数和复数，除非本文另有说明或与上下文明显矛盾。使用术语“至少一个”后跟一个或多个项目的一列(例如，“a和b中的至少一个”)应被解释为表示从所列项目(a或b)中选择的一个项目)或两个或多个所列项目(a和b)的任何组合，除非本文另有说明或与上下文明显矛盾。除非另有说明，否则术语“包含”、“具有”、“包括”和“含有”应被解释为开放式术语(即，意为“包括但不限于”)。除非本文另有说明，否则本文中值的范围的详述仅用作单独引用该范围内的每个单独值的速记方法，并且每个单独的值都被纳入规范，如同它被单独列举一样。除非在本文中另有说明或以其他方式与上下文明显矛盾，否则可以以任何合适的顺序执行本文描述的所有方法。本文提供的任何和所有示例或示例性语言(例如，“诸如”)的使用仅旨在更好地阐明本发明并且不对本发明的范围构成限制，除非另有声明。说明书中的任何语言都不应被解释为表明任何未要求保护的元素对于本发明的实践是必不可少的。
[0190]
本文描述了本发明的优选实施例。通过阅读上述描述，那些优选实施例的变化对于本领域普通技术人员来说显而易见。发明人期望技术人员适当地采用这种变化，并且发明人打算以不同于在本文中具体描述的方式来实践本发明。因此，本发明包括在适用法律允许的情况下所附权利要求中记载的主题的所有修改和等效物。此外，除非在本文中另有说明或以其他方式与上下文明显矛盾，否则本发明涵盖上述要素的所有可能变化形式的任何组合。