三相交流旋转机的控制装置的制作方法

1.本公开涉及三相交流旋转机的控制装置。


背景技术：

2.专利文献1公开了三相交流旋转机的控制装置。该控制装置通过提取与马达通电时的dq轴电流的2f脉动相当的信息来估计ct增益失衡，适当校正ct增益失衡。
3.现有技术文献
4.专利文献
5.专利文献1：日本特开平6-121569号公报


技术实现要素：

6.发明要解决的问题
7.但是，专利文献1所记载的控制装置使用转矩指令值作为与马达通电时的dq轴电流的2f脉动相当的信息。在包含基于速度反馈控制的电流控制系统的马达的控制装置中，在马达驱动中进行ct校正运算处理的情况下，通过电流控制环及其外侧的速度控制环的设定，装置整体的开环传递特性有时使由于ct增益失衡而产生的纹波频率衰减。在该情况下，无法准确地估计ct增益失衡。
8.本公开是为了解决上述的问题而完成的。本公开的目的在于，提供一种能够准确地估计ct增益失衡的三相交流旋转机的控制装置。
9.用于解决问题的手段
10.本公开的三相交流旋转机的控制装置具备：电流检测器，其检测三相交流旋转机的三相中的至少两相的电流；a/d转换器，其对所述电流检测器检测到的电流进行a/d转换；坐标转换部，其对三相坐标和dq坐标进行相互转换；电流控制部，其基于作为所述电流的控制输入的电流指令值与电流反馈值之间的差异生成作为电压的控制输入的电压指令值，基于所述电流指令值对所述电压指令值进行校正，使得消除dq轴间的干扰，其中，该电流反馈值是通过所述坐标转换部对所述电流检测器检测到的电流进行dq坐标转换而得到的；电力转换器，其基于所述电压指令值生成三相电压并向所述三相交流旋转机供给该三相电压；电流检测增益误差检测部，其将所述电流检测器检测到的至少两相的电流中的预先设定的检测信号定义为基准，根据d轴电流和电角来检测基准相与非基准相的相间增益误差；以及电流检测增益校正控制运算部，其使所述电流检测增益误差检测部检测到的相间增益误差的运算结果反映到非基准相的所述电流检测器的增益中。
11.本公开的三相交流旋转机的控制装置具备：电流检测器，其检测三相交流旋转机的三相中的至少两相的电流；a/d转换器，其对所述电流检测器检测到的电流进行a/d转换；坐标转换部，其对三相坐标和dq坐标进行相互转换；电流控制部，其基于作为所述电流的控制输入的电流指令值与电流反馈值之间的差异生成作为电压的控制输入的电压指令值，基于所述电流指令值对所述电压指令值进行校正，使得消除dq轴间的干扰，其中，该电流反馈
值是通过所述坐标转换部对所述电流检测器检测到的电流进行dq坐标转换而得到的；电力转换器，其基于所述电压指令值生成三相电压并向所述三相交流旋转机供给该三相电压；电流检测增益误差检测部，其将所述电流检测器检测到的至少两相的电流中的预先设定的检测信号定义为基准，根据d轴电流的误差信号和电角来检测基准相与非基准相的相间增益误差；以及电流检测增益校正控制运算部，其使所述电流检测增益误差检测部检测到的相间增益误差的运算结果反映到非基准相的所述电流检测器的增益中。
12.本公开的三相交流旋转机的控制装置具备：电流检测器，其检测三相交流旋转机的三相中的至少两相的电流；a/d转换器，其对所述电流检测器检测到的电流进行a/d转换；坐标转换部，其对三相坐标和dq坐标进行相互转换；电流控制部，其基于作为所述电流的控制输入的电流指令值与电流反馈值之间的差异生成作为电压的控制输入的电压指令值，基于所述电流指令值对所述电压指令值进行校正，使得消除dq轴间的干扰，其中，该电流反馈值是通过所述坐标转换部对所述电流检测器检测到的电流进行dq坐标转换而得到的；电力转换器，其基于所述电压指令值生成三相电压并向所述三相交流旋转机供给该三相电压；以及电流检测增益误差检测部，其将所述电流检测器检测到的至少两相的电流中的预先设定的检测信号定义为基准，根据d轴电流和电角来检测基准相与非基准相的相间增益误差。
13.发明的效果
14.根据本公开，对基准相与非基准相的相间增益误差进行检测。因此，能够准确地估计ct增益失衡。
附图说明
15.图1是实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的框图。
16.图2是实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的电流控制部的框图。
17.图3是实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的三相电流运算部的框图。
18.图4是示出表示在应用实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的系统中存在v相增益误差时的d轴电流观测值与电角之间的关系的特性波形的图。
19.图5是示出表示在应用实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的系统中存在w相增益误差时的d轴电流观测值与电角之间的关系的特性波形的图。
20.图6是示出表示在应用实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的系统中存在v相增益误差和w相增益误差时的d轴电流观测值与电角之间的关系的特性波形的图。
21.图7是实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的电流检测增益误差检测部的框图的第1例。
22.图8是实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的电流检测增益误差检测部的框图的第2例。
23.图9是示出实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的采样保持控制信号和极性指定信号相对于电角的动作例的图。
24.图10是示出实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的采样保持控制信号和极性指定信号相对于电角的动作例的图。
25.图11是实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的电流检测增益校正控制运算部的框图。
26.图12是实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的硬件结构图。
27.图13是实施方式2中的三相交流旋转机的控制装置的框图。
28.图14是示出表示在应用实施方式2中的三相交流旋转机的控制装置的系统中存在w相增益误差时的d轴电流观测值与电角之间的关系的特性波形的图。
29.图15是示出表示在应用实施方式2中的三相交流旋转机的控制装置的系统中存在w相增益误差时的d轴电流观测值与电角之间的关系以及w相增益误差的检测定时的特性波形的图。
30.图16是示出表示在应用实施方式2中的三相交流旋转机的控制装置的系统中存在vw相增益误差时的d轴电流观测值与电角之间的关系以及w相增益误差的检测范围的特性波形的图。
31.图17是实施方式2中的三相交流旋转机的控制装置的三相电流运算部的框图。
32.图18是实施方式2中的三相交流旋转机的控制装置的电流检测增益误差检测部的第1例的框图。
33.图19是实施方式2中的三相交流旋转机的控制装置的电流检测增益误差检测部的第2例的框图。
34.图20是示出实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的采样保持控制信号和极性指定信号相对于电角的动作例的图。
35.图21是实施方式2中的三相交流旋转机的控制装置的电流检测增益校正控制运算部的框图。
36.图22是实施方式3中的三相交流旋转机的控制装置的第1例的框图。
37.图23是实施方式3中的三相交流旋转机的控制装置的第2例的框图。
38.图24是实施方式3中的三相交流旋转机的控制装置的电流控制部的框图。
39.图25是实施方式3中的三相交流旋转机的控制装置的第1例中的电流检测增益误差检测部的框图。
40.图26是实施方式3中的三相交流旋转机的控制装置的第2例中的电流检测增益误差检测部的框图。
41.图27是实施方式4中的三相交流旋转机的控制装置的电流检测增益误差检测部的框图。
42.图28是实施方式4中的三相交流旋转机的控制装置的电流检测增益误差检测部的一部分的框图。
43.图29是用于说明实施方式1至实施方式3中的三相交流旋转机的控制装置所执行的调整算法的流程图。
44.图30是用于说明实施方式1至实施方式3中的三相交流旋转机的控制装置所执行的调整算法的流程图。
45.图31是实施方式5中的三相交流旋转机的控制装置的主要部分的框图。
具体实施方式
46.按照附图对实施方式进行说明。另外，在各图中，针对相同或相当的部分标注相同的标号。适当简化或省略该部分的重复说明。
47.实施方式1.
48.图1是实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的框图。图2是实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的电流控制部的框图。图3是实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的三相电流运算部的框图。
49.如图1所示，马达1的控制装置20具有电流控制部2、dq-三相转换部3、三相-dq转换部4、电力转换器5、电流检测器6a、电流检测器6b、电流检测器6c、a/d转换器7a、a/d转换器7b、a/d转换器7c、旋转位置检测器8、微分运算部9、三相电流运算部10、电流检测增益误差检测部11、以及电流检测增益校正控制运算部12。
50.如图2所示，电流控制部2具有d轴电流控制部21、q轴电流控制部22、以及非干扰化控制部23。
51.在通常时，控制装置20通过电流控制部2、dq-三相转换部3、三相-dq转换部4、电力转换器5、电流检测器6a、电流检测器6b、电流检测器6c、a/d转换器7a、a/d转换器7b、a/d转换器7c、旋转位置检测器8、微分运算部9、以及三相电流运算部10对马达1进行控制。此时，马达1进行旋转动作，使得成为d轴电流指令值id
*
和q轴电流指令值iq
*
。
52.此时，旋转位置检测器8检测马达1的转子位置(电角)θre。微分运算部9通过对该θre进行时间微分而输出电角速度ωre。电流检测器6a、电流检测器6b以及电流检测器6c分别检测流向马达1的三相电流，即u相电流iu、v相电流iv以及w相电流iw。a/d转换器7a、a/d转换器7b以及a/d转换器7c将u相电流iu、v相电流iv以及w相电流iw分别转换为电流检测值ius、电流检测值ivs以及电流检测值iws。
53.如图3所示，三相电流运算部10将电流检测值ius作为基准信号，不进行操作而直接输出。三相电流运算部10将电流检测值ivs和电流检测值iws分别乘以增益失衡校正值cor_ivs和增益失衡校正值cor_iws，输出增益校正后的电流检测值i’v和增益校正后的电流检测值i’w。
54.三相-dq转换部4将增益校正后的三相电流检测值ius、i’v、i’w在基于θre的控制坐标(dq)轴上进行三相-dq转换。电流控制部2受理转换后的d轴上的电流观测值id和q轴上的电流观测值iq的输入。电流控制部2受理电角速度ωre、d轴的电流指令值id*以及q轴的电流指令值iq*的输入。在电流控制部2中，d轴电流控制部21根据id*与id的差分即id_er而生成用于控制为所希望的d轴电流值的d轴的电压指令值vd**。q轴电流控制部22根据iq*与iq的差分即iq_er而生成用于控制为所希望的q轴电流值的q轴的电压指令值vq**。另外，d轴电流控制部21、q轴电流控制部22均成为所谓的pi控制补偿器结构，作为结果，具有稳态偏差收敛于零的性质。
55.非干扰化控制部23基于id*和iq*，对在dq轴之间相互干扰的电压成分进行运算。非干扰化控制部23根据运算结果对d轴的电压指令值vd**和q轴的电压指令值vq**进行校正，由此缩小由相互干扰引起的控制误差。d轴的校正运算结果是vd*。q轴的校正运算结果是vq*。
56.dq-三相转换部3将从电流控制部2输出的vd*和vq*在基于θre的dq轴上进行dq-三相转换。电力转换器5受理由dq-三相转换部3转换后的值的输入作为三相交流电压指令信号。电力转换器5通过交流输出对作为三相交流旋转机的马达1进行控制，使得产生所希望的dq轴电流。
57.接着，不使用图而说明ct校正。
58.在各相的ct增益失衡中，u相的ct增益成为基准。v相相对于u相成为(1-α)倍。w相相对于u相成为(1-β)倍。此时，以下的(1)式和(2)式成立。
59.[数式1]
[0060]av
＝(1-α)au[0061]
[数式2]
[0062]aw
＝(1-β)au[0063]
基于(1)式和(2)式，由以下的(3)式表示d轴电流观测值id，该(3)式将成为基准的u相电流振幅au、v相与作为基准相的u相的误差α、以及w相与作为基准相的u相的误差β设为参数。
[0064]
[数式3]
[0065][0066]
(3)式的左边的第1项的正弦波将误差α设为振幅的参数。该正弦波与相对于u相电流延迟了2π/3的v相电流的2倍周期同步。(3)的左边第2项的正弦波将误差β设为振幅的参数。该正弦波与相对于u相电流提前了2π/3的w相电流的2倍周期同步。
[0067]
根据(3)式，d轴电流观测值id在不存在ct增益失衡且误差α和误差β为零的情况下，恒等地成为零。在误差α不为零的情况下，d轴电流观测值id成为频率为u相电流的2倍频率且与v相电流同步的相位的正弦波的相加波形。在误差β不为零的情况下，d轴电流观测值id成为频率为u相电流的2倍频率且与w相电流同步的相位的正弦波的相加波形。这些正弦波的频率相同。这些正弦波的振幅与误差量成比例。这些正弦波成为相位互不相同的波形。
[0068]
以下说明利用正弦波周期性地成为零的性质而独立地检测误差α和误差β的方法。
[0069]
在根据d轴电流观测值id的波形仅检测误差α的情况下，与误差β的值无关，使误差β的值无效即可。具体而言，在(3)式的右边的第2项的正弦函数成为零的定时进行采样保持即可。具体的定时由以下的(4)式表示。
[0070]
[数式4]
[0071][0072]
其中，在(4)式中，n为整数。
[0073]
在(4)式的定时对d轴电流观测值id进行了采样保持时，在n为偶数的情况下，针对误差α以正极性检测到误差。在n为奇数的情况下，针对误差α以负极性检测到误差。
[0074]
在根据d轴电流观测值id的波形仅检测误差β的情况下，与误差α的值无关，使误差α的值无效即可。具体而言，在(3)式的右边的第1项的正弦函数成为零的定时进行采样保持即可。具体的定时由以下的(5)式表示。
[0075]
[数式5]
[0076][0077]
其中，在(5)式中，n为整数。
[0078]
在(5)式的定时对d轴电流观测值id进行了采样保持时，在n为偶数的情况下，针对误差β以负极性检测到误差。在n为奇数的情况下，针对误差β以正极性检测到误差。
[0079]
为了帮助理解上述内容，使用图4至图6，进行具体波形的说明。
[0080]
图4是示出表示在应用实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的系统中存在v相增益误差时的d轴电流观测值与电角之间的关系的特性波形的图。图5是示出表示在应用实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的系统中存在w相增益误差时的d轴电流观测值与电角之间的关系的特性波形的图。图6是示出在应用实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的系统中存在v相增益误差和w相增益误差时的d轴电流观测值与电角之间的关系的特性波形的图。
[0081]
图4示出基于(3)式将误差α设定为非零的值δ且将误差β设定为零的情况下的d轴电流观测值id的电角波形。作为横轴的电角θre由u轴电流1个周期量的角度定义。图4的实线波形是α＝δ时的d轴电流观测值id的波形。在图4的实线波形中，频率为u相电流频率的2倍。在图4的实线波形中，相位相对于u相电流频率延迟了2/3π。图4的虚线波形是将误差α设定为δ的2倍的情况下的波形。在图4的虚线波形中，周期及相位与图4的实线波形的周期及相位相同。在图4的虚线波形中，振幅成为图4的实线波形的振幅的2倍。因此，振幅信息成为误差α的大小。
[0082]
图5示出基于(3)式将误差β设定为非零的值δ且将误差β设定为零的情况下的d轴电流观测值id的电角波形。作为横轴的电角θre由u轴电流1个周期量的角度定义。图5的实线波形是β＝δ时的d轴电流观测值id的波形。在图5的实线波形中，频率是u相电流频率的2倍。在图4的实线波形中，相位相对于u相电流频率提前2/3π。图5的虚线波形是将误差β设定为δ的2倍的情况下的波形。在图5的虚线波形中，周期及相位与图5的实线波形的周期及相位相同。在图5的虚线波形中，振幅成为图5的实线波形的振幅的2倍。因此，振幅信息成为误差β的大小。
[0083]
图6示出基于(3)式将误差α和误差β设定为非零的δ的情况下的d轴电流观测值id的电角波形。图6的单点划线是基于误差α的波形成分且是(3)式的右边的第一项成分。图6的虚线是基于误差β的波形成分且是(3)式的右边的第2项成分。图6的实线是(3)式的d轴电流观测值id。
[0084]
在图6中，白箭头表示(4)式的定时。向下的白箭头是n为偶数时的箭头。向上的白箭头是n为奇数时的箭头。在该定时，d轴电流观测值id成为与基于误差α的波形成分相同的值。在该情况下，d轴电流观测值id不受误差β的影响。
[0085]
在图6中，黑箭头表示(5)式的定时。在图6中，向下的黑箭头是n为奇数时的箭头。向上的黑箭头是n为偶数时的箭头。在该定时，d轴电流观测值id成为与基于误差β的波形成分相同的值。在该情况下，d轴电流观测值id不受误差α的影响。
[0086]
接着，使用图7和图8，来说明实现根据图4至图6说明的内容的块。
[0087]
图7是实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的电流检测增益误差检测部的框图的第1例。图8是实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的电流检测增益误差检测部的框图的第2例。
[0088]
如图7所示，电流检测增益误差检测部11受理电角θre和d轴电流观测值id的输入。电流检测增益误差检测部11输出v相增益误差er_ivs和w相增益误差er_iws。
[0089]
在电流检测增益误差检测部11中，相位判定部111判定电角θre成为预先设定的值的定时。相位判定部111在该定时输出采样保持控制信号t_v和采样保持控制信号t_w。
[0090]
采样保持控制信号t_v在关于电角θre的(4)式的n为偶数时的定时被输出。采样保持控制信号t_w在关于电角θre的(4)式的n为奇数时的定时被输出。
[0091]
第1采样保持部112在输入了采样保持控制信号t_v的定时对d轴电流观测值id进行采样保持。因此，第1采样保持部112生成相对于误差α预先设定的倍率的正极性的v相增益误差er_ivs之后将其输出。
[0092]
第2采样保持部113在输入了采样保持控制信号t_w的定时对d轴电流观测值id进行采样保持。因此，第2采样保持部113生成相对于误差β预先设定的倍率的正极性的w相增益误差er_iws之后将其输出。
[0093]
电流检测增益误差检测部11在以u相电角为基准并与2倍的频率同步的定时，能够在电角1个周期内对误差α和误差β进行最大4个采样。
[0094]
在图7的例子中，为了简化处理，选择了4个正极性定时中的2个。
[0095]
与此相对，在马达1以极低速进行动作时，也有时缩短电流检测增益误差信号的检测采样周期。在该情况下，如图8的例子那样使电角1个周期内的最大采样数为4个即可。
[0096]
在图8中，电流检测增益误差检测部11受理电角θre和d轴电流观测值id的输入。电流检测增益误差检测部11输出v相增益误差er_ivs、w相增益误差er_iws、极性指定信号p/n1以及极性指定信号p/n2。
[0097]
极性指定信号p/n1是在(4)式的n成为整数的定时切换为h或l的信号。例如，极性指定信号p/n1在n为偶数的状态下成为h。例如，极性指定信号p/n1在n为奇数的状态下成为l。
[0098]
极性指定信号p/n2是在(5)式的n成为整数的定时切换为h或l的信号。例如，极性指定信号p/n1在n为偶数的状态下成为h。例如，极性指定信号p/n1在n为奇数的状态下成为l。
[0099]
第1采样保持部112在(4)式的n成为整数的定时对d轴电流观测值id进行采样保持。此时，在增益误差信号成为相反极性的期间内，极性反转单元115将极性反转后的信号输出。在该情况下，开关部116选择极性反转后的信号。其结果是，v相增益误差er_ivs的检测极性全部成为正极性。
[0100]
第2采样保持部113在(5)式的n成为整数的定时对d轴电流观测值id进行采样保持。此时，在增益误差信号成为相反极性的期间内，极性反转单元117将极性反转后的信号输出。在该情况下，开关部118选择极性反转后的信号。其结果是，v相增益误差er_iws的检测极性全部成为正极性。
[0101]
接着，使用图9，示出采样保持控制信号t_v和极性指定信号p/n1相对于电角的动作例。
[0102]
图9是示出实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的采样保持控制信号和极性指定信号相对于电角的动作例的图。
[0103]
在图9中，采样保持控制信号t_v是在关于电角θre的(4)式的n为整数的情况下从0上升到1的信号。采样保持控制信号t_v在上升沿被供给到第1采样保持部112。
[0104]
接着，使用图10，示出采样保持控制信号t_w和极性指定信号p/n2相对于电角的动作例。
[0105]
图10是示出实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的采样保持控制信号和极
性指定信号相对于电角的动作例的图。
[0106]
在图10中，采样保持控制信号t_w是在关于电角θre的(5)式的n为整数的情况下从0上升到1的信号。采样保持控制信号t_w在上升沿被供给到第2采样保持部113。
[0107]
接着，使用图11对电流检测增益校正控制运算部12进行说明。
[0108]
图11是实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的电流检测增益校正控制运算部的框图。
[0109]
在图11中，第1放大器121在受理到电流检测增益误差检测部11的输出即v相增益误差er_ivs的输入之后，将v相增益误差er_ivs以预先设定的倍率输出。
[0110]
开关125选择v相增益校正控制的打开(on)/关闭(off)。开关125的控制信号是ct_gain_tune。开关125在打开(on)时在选择第1放大器121的信号之后将其输出。开关125在关闭(off)时在选择0之后将其输出。
[0111]
第1积分器122输入第1放大器121的输出并以预先设定的采样率对其进行积分。第1初始值在初始调整时为1。第1初始值在初始调整以外时，被设定为上次运转时的第1积分器122的收敛值。第1积分器122的输出是v相的增益失衡校正值cor_ivs。
[0112]
第2放大器123在受理到流检测增益误差检测部11的输出即w相增益误差er_iws的输入之后，将w相增益误差er_ivs以预先设定的倍率输出。
[0113]
开关126选择w相增益校正控制的打开(on)/关闭(off)。开关126的控制信号是ct_gain_tune。开关126在打开(on)时，在选择第2放大器123的信号之后将其输出。开关126在关闭(off)时，选择0并将其输出。
[0114]
第2积分器124输入第2放大器123的输出并以预先设定的采样率进行积分。第2初始值在初始调整时为1。第2初始值在初始调整以外时，被设定为上次运转时的第2积分器124的收敛值。第2积分器124的输出是w相的增益失衡校正值cor_iws。
[0115]
另外，从加快积分器的收敛的观点出发，第1初始值和第2设定值将上次运转时和此次运转时的收敛值是微量的作为前提。在该情况下，第1初始值和第2设定值被设定为积分器的收敛值。在初始设定时不存在上次的积分器的收敛值。因此，第1初始值和第2设定值被设定为不存在误差的情况下的值，即1。
[0116]
v相的增益失衡校正值cor_ivs和w相的增益失衡校正值cor_iws被输入到三相电流运算部10。其结果是，得到增益校正后的电流检测值i’v、i’w。这样，通过三相电流运算部10、三相-dq转换部4、电流检测增益误差检测部11、电流检测增益校正控制运算部12而构成以电流检测增益误差检测部11检测到的增益误差er_ivs、er_iws成为零的方式发挥功能的反馈控制环。
[0117]
在图11中，未图示的三相电流运算部10分别独立地单独且同时消除各相的ct失衡的影响，得到校正了ct增益失衡的电流检测值ius、i’v、i’w。其结果是，消除了由ct增益失衡引起的电流纹波、转矩纹波。
[0118]
根据以上说明的实施方式1，电流检测增益误差检测部11不设置专用的模式而在通常的马达1的旋转动作中检测电流检测增益误差。因此，能够准确地进行ct增益失衡的估计和校正，而不受到控制系统的开环传递特性的影响、不需要变更装置的布线、且无需特殊的误差计测用的模式。
[0119]
但是，控制装置20在预先设定的定时观测d轴电流观测值id的振动的振幅。因此，
在d轴电流观测值id的波形中，直流值需要成为零。因此，能够进行具体应用的期间被限定为将d轴的电流指令值id
*
设定为零的期间。
[0120]
作为本实施例优选地发挥功能的条件，举出(3)式的右边的振幅倍率的参数的u相振幅au较大。u相振幅au的值越大则电流检测增益误差检测的s/n越好，并且检测倍率也越大。为了使该条件成立，在q轴的电流指令iq
*
的绝对值比预先设定的值大的条件下使电流检测增益误差检测部11发挥功能即可。与此相对，当q轴的电流指令iq
*
的绝对值成为零附近时，u相振幅au小至零附近。其结果是，电流检测增益误差检测的s/n变差，并且检测倍率也成为零附近。在该情况下，关闭(off)电流检测增益校正控制即可。
[0121]
另外，在本实施方式中，控制环的补偿器是电流检测增益校正控制运算部12的积分器122、124。该控制环的补偿器成为所谓的1型的控制系统。在该情况下，本控制环的补偿器成为使稳态偏差收敛于零的系统。
[0122]
实际上，在电流检测增益误差检测部11的检测噪声的影响下，稳态偏差不会成为零。通常，噪声的直流值大致为零。因此，如果为来自其他系统的高频噪声，则通过相对于该噪声将本反馈控制环的交叉频率设定得较低，能够缓和噪声的影响。其结果是，能够减小由噪声引起的稳态偏差。
[0123]
此外，该控制环能够通过开关125、126而打开(on)/关闭(off)，在关闭(off)了时保持在关闭(off)紧前的定时的2个积分器122、124的值。因此，该控制环能够无缝且稳定地进行动作。例如，如果在另外设置的单元中确认到反馈控制环的收敛时关闭(off)开关、或者在马达1的速度小于预先设定的值的情况下关闭(off)开关，则能够容易地管理控制环的开闭。
[0124]
此外，在误差修正环为1型且进行固定追随控制的情况下，即便电流检测增益误差检测部11的检测增益变动，也仅通过误差修正环的开环增益变动，就使电流检测增益校正控制运算部12的输出不变化而成为正确的值。
[0125]
接着，使用图12对控制装置20的例子进行说明。
[0126]
图12是实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的硬件结构图。
[0127]
控制装置20的各功能能够由处理电路实现。例如，处理电路具备至少1个处理器100a和至少1个存储器100b。例如，处理电路具备至少1个专用的硬件200。
[0128]
在处理电路具备至少1个处理器100a和至少1个存储器100b的情况下，控制装置20的各功能由软件、固件、或者软件与固件的组合实现。软件和固件中的至少一方以程序的形式记述。软件和固件中的至少一方存储于至少1个存储器100b。至少1个处理器100a通过读出并执行至少1个存储器100b所存储的程序，来实现控制装置20的各功能。至少1个处理器100a也称为中央处理装置、处理装置、运算装置、微处理器、微型计算机、dsp。例如，至少1个存储器100b是ram、rom、闪存、eprom、eeprom等非易失性或易失性的半导体存储器、磁盘、软盘、光盘、高密度盘、迷你盘、dvd等。
[0129]
在处理电路具备至少1个专用的硬件200的情况下，处理电路例如通过单一电路、复合电路、程序化的处理器、并行程序化的处理器、asic、fpga或者它们的组合来实现。例如，控制装置20的各功能分别由处理电路实现。例如，控制装置20的各功能统一由处理电路实现。
[0130]
关于控制装置20的各功能，也可以由专用的硬件200实现一部分，由软件或固件实
现其他部分。例如，也可以是，由作为专用的硬件200的处理电路实现电流检测增益校正控制运算部12的功能，通过至少1个处理器100a读出并执行存储于至少1个存储器100b的程序，来实现电流检测增益校正控制运算部12的功能以外的功能。
[0131]
这样，处理电路通过硬件200、软件、固件、或者它们的组合来实现控制装置20的各功能。
[0132]
实施方式2.
[0133]
图13是实施方式2中的三相交流旋转机的控制装置的框图。另外，针对与实施方式1的部分相同或相当的部分标注相同的标号。省略该部分的说明。
[0134]
在图13中，对与实施方式1不同的部分的块编号末尾标注了“a”。具体而言，与实施方式1不同的部分为三相电流运算部10a、电流检测增益误差检测部11a、电流检测增益校正控制运算部12a这3个。
[0135]
在实施方式2中，控制装置20根据三相的电流iu、iv、iw中的两相的电流检测值来恢复剩余的一相的电流检测值。例如，控制装置20根据v相和w相的电流值来恢复u相的电流检测值。
[0136]
此时，三相电流检测值ius、ivs、iws由(6)式至(8)式表示。
[0137]
[数式6]
[0138]ius
＝-i
vs-i
ws
[0139]
[数式7]
[0140][0141]
[数式8]
[0142][0143]
这里，av是检测v相电流振幅。aw是检测w相电流振幅。θre是电角。是通电相位角。ov是检测v相偏移。ow是检测w相偏移。
[0144]
控制环按照电角θre在控制坐标(dq)轴上进行三相-dq转换，对观测电流id、iq进行检测，使其追随于电流指令值id*和iq
*
。此时，以id和iq不干扰的方式实施非干扰化控制。在该情况下，观测d轴电流id由以下的(9)式表示。
[0145]
[数式9]
[0146][0147]
这里，考虑将d轴电流指令值id
*
设定为零的情况。此时，通电相位角成为零。此外，各相检测信号的偏移也事先被调整为零。在该情况下，三相电流检测值ivs、iws由以下的(10)式和(11)式表示。
[0148]
[数式10]
[0149][0150]
[数式11]
[0151]
[0152]
基于(10)式和(11)式，得到(12)式。
[0153]
[数式12]
[0154][0155]
(12)式的右边的1/2成为直流偏移。在将d轴电流指令值id
*
设定为零的反馈控制中，直流偏移被取消。其结果是，得到以下的(13)式。
[0156]
[数式13]
[0157][0158]
在(13)式中，d轴电流id由马达1的电角的二阶分量的频率即2f分量定义。这里，在不存在ct增益失衡的情况下，以下的(14)式成立。
[0159]
[数式14]
[0160]av
＝aw[0161]
在该情况下，d轴电流id恒等地成为零。与此相对，当存在ct增益失衡时，(13)式的右边的部分不为零，余弦波函数有效。因此，产生2f分量的脉动。该2f的电流脉动成为马达1的转矩的脉动。
[0162]
接着，不使用图来说明ct增益误差检测方法。
[0163]
在各相的ct增益失衡中，v相的ct增益为基准。w相相对于v相为(1-β)倍。此时，以下的(15)式成立。
[0164]
[数式15]
[0165]aw
＝(1-β)av[0166]
基于(13)式和(15)式，d轴电流观测值id由以下的(16)式表示，该(16)式将成为基准的v相电流振幅av以及w相与作为基准相的v相的误差β作为参数。
[0167]
[数式16]
[0168][0169]
(16)式的左边的余弦波将误差β作为振幅的参数。该余弦波与v相电流的2倍周期同步。
[0170]
根据(16)式，d轴电流观测值id在不存在ct增益失衡且误差β为零的情况下，恒等地成为零。在误差β不为零的情况下，d轴电流观测值id成为频率为u、v、w相电流的2倍的频率且与u、v、w相电流同步的相位的余弦波的相加波形。该余弦波的振幅与误差量成比例。该余弦波成为与u、v、w相电流的电角相位同步的波形。
[0171]
误差β作为周期函数出现在d轴电流观测值id中。该误差β与各相电流波形的电角相位同步。在该情况下，在(16)式的振幅成为最大的定时进行采样保持即可。具体的定时由以下的(17)式表示。
[0172]
[数式17]
[0173][0174]
其中，在(17)式中，n是整数。
[0175]
在(17)式的定时对d轴电流观测值id进行了采样保持时，在n为偶数的情况下，针
对误差β以正极性检测到误差。在n为奇数的情况下，针对误差β以负极性检测到误差。
[0176]
为了帮助理解上述内容，使用图14至图16，进行具体波形的说明。
[0177]
图14是示出表示在应用实施方式2中的三相交流旋转机的控制装置的系统中存在w相增益误差时的d轴电流观测值与电角之间的关系的特性波形的图。图15是示出表示在应用实施方式2中的三相交流旋转机的控制装置的系统中存在w相增益误差时的d轴电流观测值与电角之间的关系以及w相增益误差的检测定时的特性波形的图。图16是示出表示在应用实施方式2中的三相交流旋转机的控制装置的系统中存在vw相增益误差时的d轴电流观测值与电角之间的关系以及w相增益误差的检测范围的特性波形的图。
[0178]
图14示出基于(16)式而将误差β设定为非零的值δ的情况下的d轴电流观测值id的电角波形。作为横轴的电角θre由以式(10)定义的v轴电流1个周期量的角度定义。图14的实线波形是β＝δ时的d轴电流观测值id波形。在图14的实线波形中，频率为u相电流频率的2倍。在图14的实线波形中，相位与相对于u相电流频率的2倍的正弦波的余弦波波形同步。图14的虚线波形是将误差β设定为δ的2倍的情况下的波形。在图14的虚线波形中，周期及相位与图14的实线波形的周期及相位相同。在图14的虚线波形中，振幅成为图14的实线波形的振幅的2倍。因此，振幅信息成为误差β的大小。
[0179]
图15示出基于(16)式而将误差β设定为非零的值δ的情况下的d轴电流观测值id的电角波形。作为横轴的电角θre由以式(10)定义的v轴电流1个周期量的角度定义。箭头表示(17)式的定时。向下的箭头是n为偶数时的箭头。向上的箭头是n为奇数时的箭头。向下的箭头表示相对于误差β产生的d轴电流观测值id的振动振幅的最大值的定时。向上的箭头表示相对于误差β产生的d轴电流观测值id振动振幅的最小值的定时。在以正极性检测到误差β的情况下，在n为偶数的定时进行采样保持即可。在采样周期变短的情况下，将n为奇数时的信息反转使用即可。
[0180]
图16示出不采样而进行了同步检波的例子。在图16的虚线中，d轴电流观测值id成为负的电角θre的范围对应于误差信息的极性反转的期间。在图16中，该范围由白箭头表示。在该范围内，使用反转了极性的误差信息。反转后的d轴电流观测值id由图16的实线表示。其结果是，得到与d轴电流观测值id为正的电角θre的范围即黑箭头的范围的误差信息相同的检测波形。在该例中，在极低速旋转时的采样周期变长的情况下，保证了采样引起的相位扩展(位相周
り
)所导致的误差的修正反馈环的稳定性。
[0181]
接着，对ct校正方法进行说明。
[0182]
图17是实施方式2中的三相交流旋转机的控制装置的三相电流运算部的框图。图18是实施方式2中的三相交流旋转机的控制装置的电流检测增益误差检测部的第1例的框图。图19是实施方式2中的三相交流旋转机的控制装置的电流检测增益误差检测部的第2例的框图。
[0183]
如图17所示，三相电流运算部10a将电流检测值ius作为基准信号，不进行操作而直接输出。三相电流运算部10将电流检测值iws乘以增益失衡校正值cor_iws，输出增益校正后的电流检测值i’v。三相电流运算部10输出通过以下的(18)式计算出的值作为u相电流检测值i’u。
[0184]
[数式18]
[0185]i′u＝-(i
vs
+i
′w)
[0186]
如图18所示，电流检测增益误差检测部11a受理电角θre和d轴电流观测值id的输入。电流检测增益误差检测部11a输出w相增益误差er_iws。
[0187]
在电流检测增益误差检测部11a中，相位判定部11a1在判定电角θre成为预先设定的值的定时之后，输出采样保持控制信号t_w。
[0188]
采样保持控制信号t_w在关于电角θre的(17)式的n为偶数时的定时被输出。
[0189]
第2采样保持部11a3在输入了采样保持控制信号t_w的定时对d轴电流观测值id进行采样保持。因此，第2采样保持部11a3生成相对于误差β预先设定的倍率的正极性的w相增益误差er_iws之后将其输出。
[0190]
在图18的例子中，为了简化处理，选择了2个正极性定时中的1个。
[0191]
与此相对，在马达1以极低速进行动作时，也有时缩短电流检测增益误差信号的检测采样周期。在该情况下，如图19的例子那样使电角1个周期内的最大采样数为2个即可。
[0192]
在图19中，电流检测增益误差检测部11a受理电角θre和d轴电流观测值id的输入。电流检测增益误差检测部11a输出w相增益误差er_iws。
[0193]
在电流检测增益误差检测部11a中，相位判定部11a1在判定电角θre成为预先设定的值的定时之后，输出采样保持控制信号t_w和极性指定信号p/n。
[0194]
极性指定信号p/n在(17)式的n成为整数的定时切换为h或l。例如，极性指定信号p/n在n为偶数的状态下成为h。例如，极性指定信号p/n在n为奇数的状态下成为l。
[0195]
第2采样保持部11a3在(17)式的n成为整数的定时对d轴电流观测值id进行采样保持。此时，在增益误差信号成为相反极性的期间内，极性反转单元11a7将极性反转后的信号输出。在该情况下，开关部11a8选择极性反转后的信号。其结果是，w相增益误差er_iws的检测极性全部成为正极性。
[0196]
接着，使用图20，示出采样保持控制信号t_w和极性指定信号p/n相对于电角的动作例。
[0197]
图20示出实施方式1中的三相交流旋转机的控制装置的采样保持控制信号和极性指定信号相对于电角的动作例的图。
[0198]
在图20中，采样保持控制信号t_w是在关于电角θre的(17)式的n为整数的情况下从0上升到1的信号。采样保持控制信号t_w在上升沿被供给到第2采样保持部11a3。
[0199]
接着，使用图21，对电流检测增益校正控制运算部12a进行说明。
[0200]
图21是实施方式2中的三相交流旋转机的控制装置的电流检测增益校正控制运算部的框图。
[0201]
在图21中，第2放大器12a3在受理到作为电流检测增益误差检测部11a的输出的w相增益误差er_iws的输入之后，将w相增益误差er_iws以预先设定的倍率输出。
[0202]
开关12a6选择w相增益校正控制的打开(on)/关闭(off)。开关12a6的控制信号是ct_gain_tune。开关12a6在打开(on)时在选择了第2放大器12a3的信号之后将其输出。开关12a6在关闭(off)时在选择了0之后将其输出。
[0203]
第2积分器12a4输入第2放大器12a3的输出并以预先设定的采样率进行积分。第2初始值在初始调整时为1。第2初始值在初始调整以外时，被设定为上次运转时的第2积分器124的收敛值。第2积分器124的输出是w相的增益失衡校正值cor_iws。
[0204]
w相的增益失衡校正值cor_iws被输入到三相电流运算部10a。其结果是，得到增益
校正后的电流检测值i’us、i’w。这样，通过三相电流运算部10a、三相-dq转换部4、电流检测增益误差检测部11a、电流检测增益校正控制运算部12a而构成以电流检测增益误差检测部11a检测到的增益误差er_iws成为零的方式发挥功能的反馈控制环。
[0205]
根据以上说明的实施方式2，得到与实施方式同样的效果。
[0206]
实施方式3.
[0207]
图22是实施方式3中的三相交流旋转机的控制装置的第1例的框图。图23是实施方式3中的三相交流旋转机的控制装置的第2例的框图。另外，针对与实施方式1的部分相同或相当的部分标注相同的标号。省略该部分的说明。
[0208]
在实施方式3中，即便在d轴电流指令值id
*
在弱磁通控制等的用途中为非零的情况下，控制装置20也有效地发挥功能。
[0209]
在弱磁通控制等的用途中将d轴电流指令值id
*
设定为非零时，d轴电流观测值id成为非零。此时，通过电流控制系统，即便在不存在电流检测增益误差的情况下，d轴电流观测值id也无误差地追随于d轴电流指令值id
*
。因此，在不存在电流检测增益误差的情况下，d轴电流观测值id成为d轴电流指令值id
*
。此时，作为d轴电流指令值id
*
与d轴电流观测值id的差分的id误差信号id_er成为零。
[0210]
电流控制系统的控制频带为宽频的情况下，id误差信号id_er成为不存在d轴电流观测值id的直流成分的信号且成为极性反转了的信号。因此，在弱磁通控制等的用途中将d轴电流指令值id
*
设定为非零的情况下，使用反转了id误差信号id_er的极性的信号即可。
[0211]
图22与图1大致相同。图23与图13大致相同。以下，对具有差异的电流控制部2和电流检测增益误差检测部11及11a进行说明。
[0212]
图24是实施方式3中的三相交流旋转机的控制装置的电流控制部的框图。图25是实施方式3中的三相交流旋转机的控制装置的第1例中的电流检测增益误差检测部的框图。图26是实施方式3中的三相交流旋转机的控制装置的第2例中的电流检测增益误差检测部的框图。
[0213]
如图24所示，电流控制部2输出id误差信号id_er。
[0214]
如图25所示，电流检测增益误差检测部11受理id误差信号id_er的输入而取代受理d轴电流观测值id的输入。在电流检测增益误差检测部11中，极性反转部119使id误差信号id_er的极性反转。
[0215]
虽然未图示，但在与图5对应的结构中，电流检测增益误差检测部11受理id误差信号id_er的输入而取代受理d轴电流观测值id的输入。在电流检测增益误差检测部11中，极性反转部119使id误差信号id_er的极性反转。
[0216]
如图26所示，电流检测增益误差检测部11a受理id误差信号id_er的输入而取代受理d轴电流观测值id的输入。在电流检测增益误差检测部11a中，极性反转部119a使id误差信号id_er的极性反转。
[0217]
虽然未图示，但在与图15对应的结构中，电流检测增益误差检测部11也受理id误差信号id_er的输入而取代受理d轴电流观测值id的输入。在电流检测增益误差检测部11中，极性反转部119使id误差信号id_er的极性反转。使开关部11a8的切换逻辑相反。
[0218]
根据以上说明的实施方式3，即便在弱磁通控制等的用途中将d轴电流指令值id
*
设定为非零的情况下，也能够消除由ct增益失衡引起的电流纹波、转矩纹波。
[0219]
实施方式4.
[0220]
图27是实施方式4中的三相交流旋转机的控制装置的电流检测增益误差检测部的框图。图28是实施方式4中的三相交流旋转机的控制装置的电流检测增益误差检测部的一部的框图。另外，针对与实施方式1的部分相同或相当的部分标注相同的标号。省略该部分的说明。
[0221]
在实施方式4中，控制装置20不具备电流检测增益校正控制运算部12。控制装置20将电流检测增益误差检测部11用作ct增益误差传感器。具体而言，控制装置20针对运行中的装置进行电流检测增益误差的有无判定并对误差量进行测定。控制装置20对测定出的增益误差对进行手动调整。
[0222]
如图27所示，对于电流检测增益误差检测部11，附加ius作为输入信号。电流检测增益误差检测部11输出以u相为基准的v相检测增益误差α和以u相为基准的w相检测增益误差β的极性反转值-β。
[0223]
如图27所示，控制装置20具备归一化部30。归一化部30通过三相电流检测值ius对d轴电流观测值id进行归一化。
[0224]
归一化部30基于以下的(19)式，通过三相电流检测值ius对d轴电流观测值id进行归一化。
[0225]
[数式19]
[0226][0227]
在以下的(20)式成立的定时检测误差α和误差β。
[0228]
[数式20]
[0229][0230]
关于被归一化的d轴电流观测值id，由第1采样保持部112和第2采样保持部113受理被归一化的d轴电流观测值id的输入。第1采样保持部112输出误差α。第2采样保持部113输出误差-β。
[0231]
图28对(20)式的左边进行模拟。在图28中，功能块301将d轴电流观测值id设为(-2√2)倍。振幅(au)检测部302受理三相电流检测值ius的输入。振幅(au)检测部302输出振幅au。乘法功能块303将功能块301的输出设为分子。乘法功能块303将振幅(au)检测部302的输出设为分母。
[0232]
根据以上说明的实施方式4，不追加特殊的功能，通过从装置取出需要的信号，就能够容易地进行ct增益失衡的估计和校正。
[0233]
这里，对实施方式1至实施方式3中的调整算法进行说明。
[0234]
图29和图30是用于说明实施方式1至实施方式3中的三相交流旋转机的控制装置所执行的调整算法的流程图。
[0235]
在实施方式1至实施方式3中，成为ct增益失衡校正控制的关键的技术有两点。第1关键是电流检测增益误差检测技术。对应的功能块是电流检测增益误差检测部11。第2关键是闭环结构的电流增益校正控制技术。对应的功能块是电流检测增益校正控制运算部12。
[0236]
在电流检测增益误差检测技术中，考虑检测采样周期与电角周期同步的情况，期
望在进行ct增益失衡校正控制时，以能够忽略采样引起的相位扩展的旋转速度来实施。换言之，期望在成为预先设定的速度以上之后打开(on)控制。
[0237]
通过闭环结构的电流增益校正控制技术，在该控制打开(on)之后，在进行控制误差是否收敛于零的判定时，期望在不存在电流的急剧变化的期间内进行。换言之，收敛判定是电流固定的期间，期望在等加速期间、等速期间、等减速期间内实施。在上述以外的期间内，关闭(off)该控制并保持关闭(off)紧前的收敛值即可。
[0238]
图29是考虑了电流检测增益误差检测技术的动作条件的算法的一例。
[0239]
在步骤s1中，判定马达速度和基准相振幅是否为预先设定的值以上。在步骤s1的判定为否的情况下，进行步骤s1的处理。在步骤s1的判定为是的情况下，进行步骤s2的处理。
[0240]
在步骤s2中，针对位于电流检测增益校正控制运算部12的内部的全部的积分器，将其初始值设定为上次收敛值。之后，进行步骤s3的处理。在步骤s3中，将ct增益失衡校正控制打开(on)。
[0241]
之后，进行步骤s4的控制。在步骤s4中，判定马达速度和基准相振幅是否为预先设定的值以上。在步骤s4的判定为是的情况下，进行步骤s4的处理。在步骤s4的判定为否的情况下，进行步骤s5的处理。
[0242]
在步骤s5中，将步骤s4的判定刚刚成为否之后的积分器输出作为收敛值而存储。之后，进行步骤s6的处理。在步骤s6中，将ct增益失衡校正控制关闭(off)。之后，进行步骤s1的处理。
[0243]
图30是考虑了电流增益校正控制技术的动作条件的算法的一例。
[0244]
在步骤s11中，将ct增益失衡校正控制关闭(off)。之后，进行步骤s12的处理。在步骤s12中，将计时器初始化。之后，进行步骤s13的处理。
[0245]
在步骤s13中，判定马达动作模式是否为等加速期间或等速期间或等减速期间。在步骤s13的判定为否的情况下，进行步骤s11的处理。在步骤s13的判定为是的情况下，进行步骤s14的处理。
[0246]
在步骤s14中，将计时器+1。之后，进行步骤s15的处理。在步骤s15中，将ct增益失衡校正控制打开(on)。之后，进行步骤s16的处理。在步骤s16中，判定计时器是否为ct增益失衡校正控制的收敛时间以上。
[0247]
在步骤s16的判定为否的情况下，进行步骤s13的处理。在步骤s16的判定为是的情况下，进行步骤s17的处理。
[0248]
在步骤s17中，将步骤s16的判定刚刚成为是之后的电流检测增益校正控制运算部12内的积分器输出作为收敛值而存储。之后，进行步骤s18的处理。在步骤s18中，将ct增益失衡校正控制关闭(off)。之后，进行步骤s13的处理。
[0249]
如果应用这些算法，则ct增益失衡校正控制适当地发挥功能。其结果是，能够有效地抑制ct增益失衡起因的转矩纹波。
[0250]
另外，也可以组合图29和图30来应用算法。
[0251]
实施方式5.
[0252]
图31是实施方式5中的三相交流旋转机的控制装置的主要部分的框图。另外，针对与实施方式1的部分相同或相当的部分标注相同的标号。省略该部分的说明。
[0253]
在实施方式5中，电流检测增益误差异常判定部13受理增益失衡校正值cor_ivs、增益失衡校正值cor_iws、增益误差异常判定阈值ct_gain_errthrs1以及增益误差异常判定阈值ct_gain_errthrs2的输入。
[0254]
增益误差异常判定阈值ct_gain_errthrs1被设定为比增益误差异常判定阈值ct_gain_errthrs2大的值。例如，预先设定了增益误差异常判定阈值ct_gain_errthrs1和增益误差异常判定阈值ct_gain_errthrs2。例如，增益误差异常判定阈值ct_gain_errthrs1和增益误差异常判定阈值ct_gain_errthrs2是基于现场结果而设定的。
[0255]
电流检测增益误差异常判定部13在以下的条件1至条件4中的任意2个条件成立时进行异常判定。
[0256]
条件1：cor_ivs≧ct_gain_errthrs1
[0257]
条件2：cor_iws≧ct_gain_errthrs1
[0258]
条件3：cor_ivs≦ct_gain_errthrs2
[0259]
条件4：cor_iws≦ct_gain_errthrs2
[0260]
电流检测增益误差异常判定部13输出增益误差异常判定结果。
[0261]
电流检测增益误差异常输出部14在来自电流检测增益误差异常判定部13的增益误差异常判定结果示出异常时进行异常输出。电流检测增益误差异常输出部14通过光、声音、文字、影像、通信等手段进行异常输出。
[0262]
根据以上说明的实施方式5，电流检测增益误差异常输出部14在来自电流检测增益误差异常判定部13的增益误差异常判定结果示出异常时进行异常输出。因此，能够在外部掌握电流检测增益误差异常的状态。其结果是，能够采取适当的措施。
[0263]
另外，也可以自由地组合各实施方式，或者适当地使各实施方式变形或省略。
[0264]
此外，在三相交流旋转机的电流控制中，只要是使用在旋转坐标系中对电流信息进行坐标转换而进行处理的系统而进行控制，则无论是同步机(永磁体励磁、绕组励磁等)、非同步机(感应机等)，原理上都能够进行应用。
[0265]
产业利用性
[0266]
如以上那样，本公开的三相交流旋转机的控制装置能够用于对三相交流旋转机进行控制的系统。
[0267]
附图标记说明
[0268]
1马达，2电流控制部，3dq-三相转换部，4三相-dq转换部，5电力转换器，6a、6b、6c电流检测器，7a、7b、7c a/d转换器，8旋转位置检测器，9微分运算部，10三相电流运算部，11电流检测增益误差检测部，12电流检测增益校正控制运算部，13电流检测增益误差异常判定部，14电流检测增益误差异常输出部，20控制装置，100a处理器，100b存储器，200硬件。