基于交流恒功率负荷动态性能的储能变换器稳定控制方法

1.本发明涉及一种基于交流恒功率负荷动态性能的储能变换器稳定控制方法。属于微电网领域。


背景技术：

2.采用变换器作为分布式能源接口的微电网系统，能够充分发挥分布式能源优势，运行方式灵活，可控性强，成为目前主流微电网结构。交流微电网包括微源、储能、负荷和交流母线，建设中对传统线路改造较小，应用十分广泛。交流微电网中存在大量负荷，绝大部分负荷通过变换器器连接到交流母线，这些负荷由于受到闭环控制，消耗功率不受输入电压变化的影响，可视为交流恒功率负荷。由于交流恒功率负荷的功率恒定，随着电压增大，负荷电流随之减小，呈现负阻抗特性。微电网中存在大量扰动情况，比如负荷突变、微源投切等，交流恒功率负荷的负阻抗特性会放大系统扰动信号，影响微电网系统运行。特别是运行在孤岛模式的交流微电网系统容量极其有限，所有负荷皆由微源和储能供电，由于存在大量交流恒功率负荷，系统抗扰性极差，扰动甚至会导致整个系统崩溃，无法正常工作。
3.为提高微电网系统的抗扰性，近年来，国内外大量文献集中在抑制直流恒功率负荷对微电网系统的影响，而考虑补偿交流恒功率负荷动态性能的文献较少。储能系统在微电网中扮演非常重要的角色，一方面能够提高交流微电网的供电可靠性和电能质量，提升能源有效使用系数。另一方面，储能系统作为惯性环节，合理控制能够补偿交流恒功率负荷的动态性能，有效增强孤岛运行模式的交流微电网系统的抗扰性。
4.因此，对储能变换器进行稳定控制抑制交流恒功率负荷的动态性能，从而提高孤岛运行的交流微电网系统的抗扰性是十分必要的。


技术实现要素：

5.本发明的目的在于克服上述不足，提供了一种基于交流恒功率负荷动态性能的储能变换器稳定控制方法。
6.本发明的目的是这样实现的：
7.一种基于交流恒功率负荷动态性能的储能变换器稳定控制方法，其特点是：包括以下步骤：
8.s1、应用abc
‑
dq坐标变换建立孤岛运行交流微电网储能单元dc/ac变换器的简化模型；
9.将三相abc静止坐标系转换成两相dq同步旋转坐标系，dc/ac变换器在dq旋转坐标系的模型式为：
[0010][0011]
[0012][0013]
其中，c
s
为滤波电容，i
dc
为直流侧电流，v
dc
为直流侧电压；v
d
是三相dc/ac变换器交流侧电压矢量的d轴分量；i
d
是三相dc/ac变换器交流侧电流矢量的d轴分量；e
d
是电网电动势矢量e的d轴分量；r
z
为三相dc/ac变换器功率开关管损耗等效电阻与交流滤波电感等效电阻合并的总电阻；i
l
为滤波电感上的电流；
[0014]
s2、建立系统大信号非线性模型；
[0015]
s2
‑
1、储能单元放电模式；
[0016]
储能单元放电时可等效为一个受控电流源，其功率为p
b
，根据dc/ac变换器在dq旋转坐标系的模型式，建立储能单元放电模式的系统lyapunov函数为：
[0017][0018]
其中，r
s
、l
s
分别为滤波电感及其等效电阻；r为交流侧阻性负荷；p为交流恒功率负荷的功率；p
g
为光伏单元发出的功率；i1为滤波电感l
s
上流过的电流；i2为线路等效电感l1上流过的电流；i0为直流侧输入电流；v1为电感c
s
两端电压；v
dc
为电感c
dc
两端电压；r1为电路等效电阻；
[0019]
s2
‑
2、储能单元充电模式；
[0020]
储能单元充电时从微网系统吸收功率，用电阻r
b
来表示，根据dc/ac变换器在dq旋转坐标系的模型式，可建立储能单元充电模式的系统lyapunov函数为：
[0021][0022]
s3、采用lyapunov第二方法得到储能变换器的稳定控制策略；
[0023]
s3
‑
1、储能单元放电模式；
[0024]
储能单元放电状态下，dc
‑
dc变换器直流电压外环控制参数、dc/ac变换器电流内环控制参数和交流恒功率负荷功率p之间定量约束条件为：
[0025][0026]
其中，k
ip(d)
为储能单元放电模式下dc
‑
ac变换器电流内环的比例环节系数；k
p(d)
为储能单元dc
‑
dc变换器放电时直流电压外环控制参数；v
b
为储能单元端电压；p为交流恒功率负荷功率；
[0027]
s3
‑
2、储能单元充电模式；
[0028]
储能单元充电状态下，dc
‑
dc变换器直流电压外环控制参数、dc/ac变换器电流内环控制参数和交流恒功率负荷功率p之间定量约束条件为：
[0029][0030]
其中，k
ip(c)
为储能单元充电模式下dc
‑
ac变换器电流内环的比例环节系数；k
p(c)
为
储能单元dc
‑
dc变换器充电时直流电压外环控制参数；v
b
为储能单元端电压；p为交流恒功率负荷功率。
[0031]
进一步的，储能单元双向dc
‑
dc变换器应用电压、电流双闭环控制；储能单元充放电状态是自由切换的，若v
dcref
>v
dc
时，储能单元放电；当v
dc
>v
dcref
，储能单元处于充电模式，降低直流母线电压；直流母线电压给定值v
dcref
和实际值v
dc
进行比较，经过pi控制器的输出值是电流内环给定值i
ref
；电压外环由两组不同的pi控制器组成，分别对储能单元充电和放电状态进行调节；充电和放电状态下的电压环控制方程分别为：
[0032]
i
b1ref
＝k
p(c)
(v
dcref
‑
v
dc
)+k
i(c)
∫(v
dcref
‑
v
dc
)dt
[0033][0034]
其中，k
p(d)
、k
i(d)
分别为储能单元放电时电压外环的比例环节系数和积分环节系数，k
p(c)
、k
i(c)
分别为储能单元充电时电压外环的比例系数和积分系数；
[0035]
储能单元dc
‑
ac变换器的直流电压外环、交流电流内环的控制方程为:
[0036]
v
d
＝
‑
{k
ip
(i
dref
‑
i
d
)+k
ii
∫(i
dref
‑
i
d
)dt}+ωli
q
[0037]
i
dref
＝k
vp
(v
dcref
‑
v
dc
)+k
vi
∫(v
dcref
‑
v
dc
)dt
[0038]
其中，k
ip
、k
ii
分别为电流内环的比例环节系数和积分环节系数，k
vp
、k
vi
分别为电压外环的比例环节系数和积分环节系数，ω为电网基波角频率；l为滤波电感。
[0039]
进一步的，将三相dc/ac变换器功率开关管损耗等效电阻与交流滤波电感等效电阻合并为总电阻r
z
；每相桥臂的两个开关器件工作于互补状态；基于abc坐标系得到a、b、c相方程分别为：
[0040][0041][0042][0043]
其中，v
dc
为直流侧电压，v
no
是n点与地之间的电压；
[0044]
由三相系统对称性可得：
[0045]
e
a
+e
b
+e
c
＝0
[0046]
i
a
+i
b
+i
c
＝0
[0047]
以上五式可得：
[0048][0049]
对于直流侧电流i
dc
，当开关函数s
k
＝1时，k相的上桥臂导通，此时对应的相电流流向直流侧电容，对直流侧电容及负荷节点应用基尔霍夫电流定律可得：
[0050][0051]
进一步的，先将三相abc静止坐标系转换成两相αβ静止坐标系，再将两相αβ静止坐
标系转换成两相dq同步旋转坐标系，定义两相αβ坐标系的β轴与三相abc坐标系中的a轴同向，而α轴滞后于β轴90
°
，dq坐标系初始空间位置与αβ坐标系重合，但相对于αβ坐标系以电网基波角频率ω逆时针同步旋转；
[0052]
按照建立坐标系的方法，可分别得到abc坐标系到αβ静止坐标系和dq旋转坐标系的变换矩阵为:
[0053][0054][0055]
将代入基于abc坐标系得到的a、b、c相方程并化简，得到两相dq同步旋转坐标系中的数学模型为：
[0056][0057]
其中，e
d
、e
q
分别是电网电动势矢量e的d轴、q轴分量，v
d
、v
q
是三相dc/ac变换器交流侧电压矢量的d、q分量，i
d
、i
q
是三相dc/ac变换器交流侧电流矢量的d、q分量；
[0058]
将dq坐标系以电网电动势e定向d轴，dc/ac变换器在dq旋转坐标系的模型简化为：
[0059][0060][0061][0062]
其中，c
s
为滤波电容。
[0063]
进一步的，储能单元放电模式的系统lyapunov函数中，电流势函数为
[0064][0065]
电压势函数为
[0066][0067]
进一步的，储能单元充电模式的系统lyapunov函数中，电流势函数为：
[0068][0069]
电压势函数为：
[0070][0071]
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
[0072]
本发明是一种基于交流恒功率负荷动态性能的储能变换器稳定控制方法，本发明为储能单元dc/dc变换器和dc/ac变换器引入优化的稳定控制策略，减小交流恒功率负荷动态性能影响，保障孤岛模式的交流微电网系统正常运行，能够提高系统的抗扰性。
附图说明
[0073]
图1为孤岛模式的交流微电网系统拓扑示意图。
[0074]
图2为交流恒功率负荷控制策略示意图。
[0075]
图3为储能单元双向dc
‑
dc变换器控制框图。
[0076]
图4为储能单元dc/ac变换器控制框图。
[0077]
图5为三相dc/ac变换器拓扑图。
[0078]
图6为三相abc静止坐标系转换成两相dq同步旋转坐标系示意图。
[0079]
图7为dq旋转坐标系下交流微电网系统简化电路(储能单元放电模式)示意图。
[0080]
图8为dq旋转坐标系下交流微电网系统简化电路(储能单元充电模式)示意图。
[0081]
图9为交流微电网系统仿真模型示意图。
[0082]
图10为直流母线电压v
dc
波形示意图。
[0083]
图11为恒功率负荷功率阶跃波形示意图。
[0084]
图12为交流母线三相电压波形示意图。
[0085]
图13为交流母线三相电流波形示意图。
[0086]
图14为直流母线电压波形示意图。
[0087]
图15为恒功率负荷功率阶跃波形示意图。
[0088]
图16为交流母线三相电压波形示意图。
[0089]
图17为交流母线三相电流波形示意图。
具体实施方式
[0090]
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。
[0091]
交流微电网中，闭环控制的变换器负荷和电动机负荷皆可视为交流恒功率负荷，呈现负阻抗特性，扰动时相当于加入正反馈信号，严重影响系统稳定运行。而储能单元作为系统惯性环节，合理控制可以增强系统稳定性，能够补偿交流恒功率负荷的动态特性。
[0092]
本发明涉及一种基于交流恒功率负荷动态性能的储能变换器稳定控制方法，首先通过abc
‑
dq坐标变换，得到dc/ac变换器在旋转dq坐标系的等效模型；接着建立系统大信号非线性模型，基于lyapunov第二方法，得到储能变换器稳定控制策略，该策略基于交流恒功率负荷动态性能给出储能单元dc
‑
dc变换器直流电压外环控制参数k
p(d)
和储能单元dc
‑
ac变换器电流内环控制参数k
ip(d)
的设计依据；最后应用simulink软件搭建仿真模型，证明了所提稳定控制方法能够提高孤岛运行交流微电网系统的抗扰性。
[0093]
本发明涉及一种基于交流恒功率负荷动态性能的储能变换器稳定控制方法，包括以下步骤：
[0094]
s1、应用abc
‑
dq坐标变换建立孤岛运行交流微电网储能单元dc/ac变换器的简化模型；
[0095]
s1
‑
1、交流微电网系统性能分析；
[0096]
交流微网包括分布式电源、储能单元和交流恒功率负荷，储能单元与交流恒功率负荷构成并联系统，如图1所示。其中，交流恒功率负荷由电阻r0和闭环控制的整流器组成，与交流母线相连。交流恒功率负荷控制策略如图2所示，保障直流侧电压恒定，实现电阻功率恒定，在忽略损耗的情况下，交流侧的有供功率恒定不变，从而实现恒功率特性。
[0097]
储能单元通过双向buck
‑
boost变换器和dc/ac变换器连接交流母线。其中，buck
‑
boost变换器采用恒压控制方法，维持直流母线电压恒定，与其相配合的双向dc/ac变换器采用交流侧电流内环、直流侧电压外环的双闭环控制，如图3所示。其中，i
d
、i
q
分别为交流测滤波电感电流经过park变换后得到的实际电流dq轴分量；直流母线电压u
dc
与直流母线电压给定值u
dcref
进行比较，经过pi调节得到有功电流给定值i
dref
；由于系统工作在单位功率因数下，因此无功电流给定值i
qref
＝0；i
dref
、i
qref
分别与实际值i
d
、i
q
进行比较，经过pi调节器，得到dc
‑
ac变换器交流输出侧电压dq轴参考分量，再分别与电感耦合分量ωli
d
和ωli
q
叠加后，进行abc
‑
dq反变换，输入到pwm模块，最终产生dc
‑
ac变换器的驱动信号。
[0098]
储能单元双向dc
‑
dc变换器控制框图如图3所示，dc
‑
dc变换器应用电压、电流双闭环控制。储能单元充放电状态是自由切换的，若v
dcref
>v
dc
时，储能单元放电；当v
dc
>v
dcref
，储能单元处于充电模式。直流母线电压给定值v
dcref
和实际值v
dc
进行比较，经过pi控制器的输出值是电流内环给定值i
ref
。电压外环由两组不同的pi控制器组成，分别对储能单元充电和放电状态进行调节；充电和放电状态下的电压环控制方程分别为：
[0099]
i
b1ref
＝k
p(c)
(v
dcref
‑
v
dc
)+k
i(c)
∫(v
dcref
‑
v
dc
)dt
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
[0100][0101]
其中，k
p(d)
、k
i(d)
分别为储能单元放电时电压外环的比例环节系数和积分环节系数，k
p(c)
、k
i(c)
分别为储能单元充电时电压外环的比例系数和积分系数；
[0102]
储能单元dc
‑
ac变换器的双闭环控制框图如图4所示，列写其直流电压外环、交流电流内环的控制方程为:
[0103]
v
d
＝
‑
{k
ip
(i
dref
‑
i
d
)+k
ii
∫(i
dref
‑
i
d
)dt}+ωli
q
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
[0104]
i
dref
＝k
vp
(v
dcref
‑
v
dc
)+k
vi
∫(v
dcref
‑
v
dc
)dt
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0105]
其中，k
ip
、k
ii
分别为电流内环的比例环节系数和积分环节系数；k
vp
、k
vi
分别为电压外环的比例环节系数和积分环节系数；ω为电网基波角频率；l为滤波电感；
[0106]
s1
‑
2、dq旋转坐标系的dc/ac变换器模型；
[0107]
对图1所示系统进行建模，交流侧恒功率负荷及储能单元仅考虑其端口特性，因此重点在于对dc/ac变换器进行建模。
[0108]
如图5所示，当e
l
＝0时，dc/ac变换器工作在整流模式，建立采用开关函数描述dc/ac变换器的一般数学模型。e
k
(t)(k＝a,b,c)为三相电网电动势的瞬时值；l为交流侧滤波电感；c
dc
为直流电容，滤除开关纹波并平衡直流输入和输出能量；r为直流侧负荷；e
l
为电动势；n为参考地。
[0109]
为分析方便，将三相dc/ac变换器功率开关管损耗等效电阻与交流滤波电感等效电阻合并为总电阻r
z
，采用基尔霍夫电压定律建立其a相回路方程为:
[0110][0111]
图5中，每相桥臂的两个开关器件工作于互补状态，即上管开通时下管截止，在不同时刻，参与工作的每相电路就被分成了上管导通和下管导通两种状态，定义单极性二值逻辑开关函数：
[0112][0113]
当s
a
导通而s
a
′
关断时，开关函数s
a
＝1，且v
an
＝v
dc
；当s
a
关断而s
a
′
导通时，开关函数s
a
＝0，且v
an
＝0。由于v
an
＝s
a
v
dc
，式(5)可改写成
[0114][0115]
其中，v
dc
为直流侧电压。
[0116]
同理，可得b、c相方程:
[0117][0118][0119]
由三相系统对称性可得：
[0120]
e
a
+e
b
+e
c
＝0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(10)
[0121]
i
a
+i
b
+i
c
＝0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(11)
[0122]
由式(7)至(9)可知：
[0123]
[0124]
其中，v
no
是n点与地之间的电压。
[0125]
对于直流侧电流i
dc
，当开关函数s
k
＝1时，k相的上桥臂导通，此时对应的相电流流向直流侧电容，因此对直流侧电容及负荷节点应用基尔霍夫电流定律可得：
[0126][0127]
上述数学模型是基于abc坐标系建立的，包含三相时变交流量，不利于分析，因此要进行坐标变换，将三相abc静止坐标系转换成两相dq同步旋转坐标系。
[0128]
首先可将三相abc静止坐标系转换成两相αβ静止坐标系，再将两相αβ静止坐标系转换成两相dq同步旋转坐标系，定义两相αβ坐标系的β轴与三相abc坐标系中的a轴同向，而α轴滞后于β轴90
°
，dq坐标系初始空间位置与αβ坐标系重合，但相对于αβ坐标系以电网基波角频率ω逆时针同步旋转，整个过程如图6所示。
[0129]
按照建立坐标系的方法，可分别得到abc坐标系到αβ静止坐标系和dq旋转坐标系的变换矩阵为:
[0130][0131][0132]
将式(15)代入式(7)至(9)并化简，得两相dq同步旋转坐标系中的数学模型为
[0133][0134]
其中，e
d
、e
q
分别是电网电动势矢量e的d轴、q轴分量，v
d
、v
q
是三相dc/ac变换器交流侧电压矢量的d、q分量，i
d
、i
q
是三相dc/ac变换器交流侧电流矢量的d、q分量。
[0135]
将dq坐标系以电网电动势e定向d轴，可将dc/ac变换器在dq旋转坐标系的模型式(16)简化为
[0136][0137][0138]
[0139]
其中，c
s
为滤波电容，i
dc
为直流侧电流，v
dc
为直流侧电压；v
d
是三相dc/ac变换器交流侧电压矢量的d轴分量；i
d
是三相dc/ac变换器交流侧电流矢量的d轴分量；e
d
是电网电动势矢量e的d轴分量；r
z
为三相dc/ac变换器功率开关管损耗等效电阻与交流滤波电感等效电阻合并的总电阻；i
l
为滤波电感上的电流。基于式(17)、(18)和(19)，在dq旋转坐标系中，dc/ac变换器可以等效为一个两端口输入、单端口输出的三端口网络，且符合功率守恒原理。
[0140]
s2、建立系统大信号非线性模型；
[0141]
s2
‑
1、储能单元放电模式；
[0142]
基于图3所示储能单元控制框图，当双向buck
‑
boost变换器采用恒流控制时，储能单元输出的电流恒定，所以可将放电模式的储能单元等效为一个受控电流源，其功率为p
b
。根据式(17)～(19)，得到图7所示储能单元放电模式下的交流微电网系统dq坐标系的简化模型，其中r1、l1分别为线路等效电阻和电感，r
s
、l
s
分别为滤波电感及其等效电阻，r为交流测阻性负荷，p为交流恒功率负荷的功率。
[0143]
基于图7所示系统模型，可建立储能单元放电模式的系统lyapunov函数为：
[0144][0145]
其中，电流势函数为
[0146][0147]
电压势函数为
[0148][0149]
s2
‑
2、储能单元充电模式；
[0150]
图8描述的是储能单元充电模式下交流微电网系统在dq坐标系的简化模型，与放电模式不同的是，此时的储能单元是从系统中吸收功率，用电阻r
b
来表示。
[0151]
同理，基于图8所示系统模型，可建立储能单元充电模式的系统lyapunov函数为：
[0152][0153]
其中，电流势函数为：
[0154][0155]
电压势函数为
[0156][0157]
s3、利用lyapunov第二方法得到储能变换器的稳定控制策略，以抑制交流恒功率负荷对交流微电网稳定性的影响；
[0158]
基于式(20)、(23)所示交流微电网系统大信号非线性模型，根据lyapunov第二方法，推导储能单元放电与充电模式下的大信号稳定性判据，并根据稳定性判据，对储能单元dc/dc变换器和dc/ac变换器的控制参数进行优化。
[0159]
s3
‑
1、储能单元放电模式；
[0160]
由式(21)、式(22)可分别推导得出a
ii
(i)、b
vv
(v)，a
ii
(i)是对电流的二阶偏导，b
vv
(v)是对电压的二阶偏导，可表示为：
[0161][0162][0163]
这里引入dc/ac变换器的控制参数继续对a
ii
(i)进行求解。结合图4所示dc
‑
ac变换器双闭环控制框图，式(26)对电流变量i1求导最终可得：
[0164][0165]
k
ip(d)
为储能单元放电模式下dc
‑
ac变换器电流内环的比例环节系数。
[0166]
由式(26)可转化为：
[0167][0168]
式(27)代表b(v)以v
dc
为变量二次求导得到的结果，下面继续求解b
vv
(v)。结合图7所示端口等效关系可得：
[0169][0170]
由式(30)可将式(27)所示b
vv
(v)转化为：
[0171][0172]
储能单元dc
‑
dc变换器不考虑能量损耗，即输入输出功率平衡，则：
[0173]
i
b
＝i
b
/v
b
/v
dc
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(32)
[0174]
其中i
b
为dc
‑
dc变换器高压侧输出电流，i
b
为储能单元放电电流。基于式(32)，结合储能单元双向dc
‑
dc变换器放电时的双闭环控制策略，可将式(30)转化为：
[0175][0176]
其中，k
p(d)
为储能单元dc
‑
dc变换器放电时直流电压外环控制参数。根据式(33)将式(31)改写为：
[0177][0178]
根据微电网电路拓扑结构，由式(29)、(34)可得:
[0179][0180][0181]
根据lyapunov稳定性定理分别求得l
‑
1/2
a
ii
(i)l
‑
1/2
和c
‑
1/2
b
vv
(v)c
‑
1/2
的最小特征值，推得稳定性判据为
[0182][0183]
式(37)给出了储能单元放电模式的dc
‑
dc变换器电压外环控制参数k
p(d)
、dc/ac变换器电流内环控制参数k
ip(d)
和交流恒功率负荷功率p之间定量约束条件，当储能变换器控制参数满足不等式要求时，交流微电网系统在扰动下能够稳定运行。
[0184]
s3
‑
2、储能单元充电模式；
[0185]
由式(24)和式(25)可分别推导储能单元充电模式下的a
ii
(i)、b
vv
(v)为：
[0186][0187][0188]
同理，引入dc
‑
ac变换器的控制参数对a
ii
(i)进行求解，可得：
[0189][0190]
其中，k
ip(c)
为储能单元充电模式下dc
‑
ac变换器电流内环比例环节系数，基于式(40)可得：
[0191][0192]
基于图8所示端口等效关系可知：
[0193][0194]
根据式(42)，可将式(39)转化为：
[0195][0196]
基于式(32)，可得：
[0197][0198]
其中，k
p(c)
为储能单元充电模式下dc
‑
dc变换器电压外环比例环节系数；
[0199]
同理，根据lyapunov稳定性定理可求得稳定性判据为
[0200][0201]
式(45)给出了储能单元充电状态下dc
‑
dc变换器直流电压外环控制参数k
p(c)
、dc/ac变换器电流内环控制参数k
ip(c)
、储能单元端电压v
b
和交流恒功率负荷功率p之间的关系。当控制参数k
p(c)
、k
ip(c)
取值满足式(45)所示稳定控制约束条件时，交流微电网系统在大扰
动条件下依然可以稳定运行。
[0202]
实施例1：应用matlab
‑
simulink软件搭建孤岛运行的交流微电网系统模型，在交流恒功率负荷功率大幅阶跃条件下验证式(37)和(45)所示稳定控制方法的有效性。
[0203]
s1、系统仿真模型；
[0204]
图9给出了交流微电网系统主电路模型，储能单元通过双向dc
‑
dc变换器和dc
‑
ac变换器连接到交流母线。其中双向buck
‑
boost电路采用恒流控制，保障蓄电池输出电流恒定；双向ac/dc变换器采用直流电压外环、交流电流内环的控制方法。储能单元充放电状态根据母线电压实际值与参考值之间差值正负自动进行切换；
[0205]
交流恒功率负荷采用电阻通过整流器连接至交流母线来模拟，整流器也采用直流电压外环、交流电流内环的控制方法来保证直流侧电压恒定。由于直流侧电阻和电压恒定，所以有功功率恒定，则交流侧吸收功率也恒定，由此模拟微电网系统中的交流恒功率负荷。交流恒功率负荷功率从1kw阶跃至22.5kw来模拟微电网系统的大扰动。
[0206]
微电网系统参数如下表所示：
[0207][0208]
s2、稳定控制方法验证；
[0209]
根据上表的参数，应用式(37)计算放电模式的储能单元dc
‑
dc变换器控制参数取值范围为：
[0210]
0.3＜k
p1
＜1.524
ꢀꢀꢀ
(46)
[0211]
应用式(45)计算储能单元充电模式下的dc
‑
dc变换器控制参数的取值范围为：
[0212]
0.3＜k
p2
＜1.493
ꢀꢀꢀ
(47)
[0213]
为了验证所得到的式(46)和式(47)的准确性，给出如下表所示a、b两组参数，其中a组控制参数满足稳定控制方法，b组不满足：
[0214][0215]
应用a组控制参数进行仿真，直流母线电压v
dc
、恒功率负荷功率阶跃、交流母线三相电压和三相电流波形分别如图10～13所示。t＝1s时，恒功率负荷功率由1kw阶跃至22.5kw，直流母线电压经历小的波动后依旧稳定在650v，交流母线三相电压和三相电流波形正常。结果表明，满足稳定控制方法的a组参数能够保障交流微电网系统在大扰动情况下稳定运行
[0216]
应用b组参数进行仿真，直流母线电压、恒功率负荷功率阶跃、交流母线三相电压和三相电流分别如图14至图17所示。由图可知，b组参数和a组的功率阶跃是相同的，皆在t＝1s时由1kw阶跃至22.5kw；在功率阶跃后，直流母线电压大幅度震荡，无法恢复至650v；交流三相电压和三相电流在功率阶跃后发生畸变，无法维持在稳定值，系统无法正常工作。综上所述，b组参数不能保障系统在大扰动情况下稳定运行。
[0217]
对比a组和b组参数的仿真结果，验证了式(37)所示储能单元充电模式稳定控制方法和式(45)所示储能单元放电模式稳定控制方法的准确性。所提稳定控制方法为储能单元变换器控制参数设计提供了定量依据，可以保证孤岛运行的交流微电网系统在大扰动情况下稳定运行。
[0218]
在上述实施例中，仅对本发明进行示范性描述，但是本领域技术人员在阅读本专利申请后可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下对本发明进行各种修改。