一种程控零电流切换高频电源的制作方法

1.本发明涉及一种供电电源，尤其是一种程控零电流切换高频电源。


背景技术：

2.管线探测仪是地下管线巡检以及维修改造的重要设备，能快速追踪定位地下金属管道或电缆。原理是基于经典的电磁理论，发射机在目标管线上感应或直接注入交流信号，交流电流沿金属管线传播形成电磁场向四周传播，接收机根据电磁场信号的幅值和相位判定管线走向并计算埋深。
3.管线探测仪属于便携式手持设备，采用电池供电，要求电源的效率高，以延长电池续航时间，减少充电次数。
4.早期的管线探测仪发射机输出功率只有3w，频率33khz以下，直接用电池给音频btl(桥接式负载)功放模块供电，由于电池电压低，功放承受大电流而发热，因此效率很低。
5.随着城市建设的发展，地下管线错综复杂，管线探测仪发射机输出功率增至10w以上，工作频率达到200khz，探测技术也不断改进，例如采用pwm技术的单电源d类功放，在音频范围内工作效率大大提高，工作电压可达到30v；高频时由于pwm脉冲过窄应用受限，故btl技术仍然是当今高频功放的主流，高频功放工作电压达到60v。
6.综上所述，将电池升压可减小功放管电流，效率提高。tt3360发射机根据所需的工作电压并适当冗余，低频(<30khz)功放供电选取24v，高频(>30khz)功放供电选取48v，高频或低频工作由程控选择，输出功率符合fcc电磁兼容性规范，低频(9khz以下)时最大12w。
7.为满足上述工作条件，电源设计要求很高，如果设计成反激式双路输出电源，反馈电路难以保证两路输出电压的精度，由于需要两路电压分时工作，一路满载而另一路空载，势必造成空载电压大大超出设计值；如果设计两路独立则电路冗繁复杂，功耗加大且成本增加。


技术实现要素：

8.本发明要解决的技术问题是提供一种程控零电流切换高频电源，能够解决现有技术的不足，实现程控零电流切换，电压可变范围大，转换效率高。
9.为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案如下。
10.一种程控零电流切换高频电源，包括电池及保护电路、开机关机控制电路、sepic升压电路、零极点补偿电路，反馈电路、运行控制电路、缓启动电路、输出电压切换电路、储能滤波电路、辅助电源。
11.作为优选，所述电池及保护电路包括锂电池、外接充电器、自恢复保险丝、第五十二电阻、第五十三电阻，外接充电器为锂电池提供11.1v/4.4ah的容量，自恢复保险丝用于锂电池过流保护，第五十二电阻、第五十三电阻用于锂电池低电压保护。
12.作为优选，所述开机关机控制电路包括第四十电阻、第四十一电阻、第四十二电阻、第四十三电阻、第四十四电阻、第四十五电阻、第十八三极管、第十九三极管、第十二极
管、第十一二极管、薄膜按键，第十八三极管作为电子开关，当第十八三极管导通时，+12v上电，辅助电源为单片机供电，开机工作；当第十八三极管截止时，+12v掉电，单片机停止工作；停止时，第十一二极管的反向电流和第十九三极管的穿透电流均会造成电池有微弱放电，放电电流的理论值常温下小于1微安，高温时小于10微安。
13.作为优选，所述sepic升压电路包括电流模式开关控制器、第五十三电阻、第五十五电阻、第五十八电阻、第五十九电阻、第二十四三极管、第八二极管、第十三电容、第十四电容、第十五电容和第十六电容；电流模式开关控制器工作频率由外接电阻设定，工作模式可选择burst或psm；第二十四三极管连接到脉冲变压器，第八二极管连接到继电器的4号引脚，第十六电容连接脉冲变压器输入和输出端。
14.作为优选，所述零极点补偿电路包括第五十四电阻、第十一电容、第十二电容，零极点补偿电路连接到电流模式开关控制器内部误差放大器的输出端2号引脚，通过加入零点补偿电路提高环路得稳定性，加入极点补偿减少高频噪声干扰；当电流模式开关控制器的2号引脚电压低于0.3v，电路进入睡眠状态；低于约0.525v时电路进入突发模式；高于0.525v时电路回到正常pwm模式；满载时电流模式开关控制器的2号引脚电压约1.2v；突发模式约占满载时的25％。
15.作为优选，所述反馈电路包括第四十九电阻、第五十电阻、第五十一电阻、第五十八电阻、第五十九电阻；当工作在24v时，第四十九电阻、第五十一电阻电压取样后送到电流模式开关控制器的3号引脚；当工作在48v时，第五十电阻、第五十一电阻电压取样后送到电流模式开关控制器的3号引脚；第五十八电阻、第五十九电阻并联作为电流取样，将第二十四三极管的电流反馈到电流模式开关控制器的10号引脚，电流模式开关控制器根据反馈电压电流调整输出脉宽，实现pwm自动调整电压。
16.作为优选，所述运行控制电路包括第四十六电阻、第四十七电阻、第四十八电阻、第二十三极管，运行控制电路通过第二十三极管连接到电流模式开关控制器的1号引脚，单片机将运行端口run设为低电平，控制第二十三极管断开，电流模式开关控制器的1号引脚电压高于阀值电压1.248v，升压电源正常工作；当输出电压需要切换或其他紧急情况时，单片机运行端口run设为高电平，控制第二十三极管导通，电流模式开关控制器的1号引脚电压为零，升压电源停止工作。
17.作为优选，所述输出电压切换电路由继电器、第十二二极管、第十三二极管、第二十二三极管、第二十三三极管、第六十电阻、第六十一电阻、第六十二电阻、第六十三电阻、第六十四电阻、第六十五电阻、第六十六电阻、第十七电容，继电器为双刀双掷开关，同时切换输出电压和反馈电压；双线圈分为置位线圈和复位线圈，第十二二极管、第十三二极管为线圈消除反冲电压；第二十二三极管、第二十三三极管为线圈驱动，驱动信号来自单片机。第六十六电阻、第十七电容组成rc吸弧电路，防止继电器触点电弧干扰。
18.作为优选，所述缓启动电路包括第十八电容、第五十六电阻、第五十七电阻、第二十一三极管，升压电路启动时冲击电流大，地线干扰将影响单片机系统工作；缓启动有效抑制冲击电流的幅度；启动时输出电压快速增加，第十八电容充电，充电电流通过第五十六电阻、第五十七电阻分压保护，第二十一三极管导通，电流模式开关控制器的2号引脚电压低于0.3v而进入睡眠模式，第二十四三极管及其相关电路关闭，输出电压由输出电容维持，维持期间，第十八电容无电流通过又导致第二十一三极管关闭，电流模式开关控制器的2号引
脚电压迅速回升，重回到pwm工作状态，如此电压逐步增加；
19.所述储能滤波电路包括第三电解电容、第四电解电容、第五点解电容、第十七电解电容、第十八电解电容、第十五电容、第二十电容、第二十一电容，第三电解电容、第十五电容为输入电容，第四电解电容、第五点解电容、第二十一电容为48v输出电容，第十七电解电容、第十八电解电容、第二十电容为24v输出电容，其中第十五电容、第二十电容、第二十一电容为高频滤波。
20.作为优选，所述辅助电源包括降压型稳压器、ldo电路、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第1
‑
1电感、第1
‑
2电感、第二电感、第三电感、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容、第七电容、第八电容、第九电容、第六电解电容、第七电解电容、第八电解电容、第九电解电容、第十电解电容、第十一电解电容；降压型稳压器组成
±
5v双电源，第八电解电容、第二电感、第九电解电容组成lc滤波，输出
‑
5v电压，第十电解电容、第三电感、第十一电解电容组成lc滤波，输出+5v电压，第七电阻、第八电阻组成电压反馈电路；第三二极管、第四二极管连接第1
‑
1电感、第1
‑
2电感；第1
‑
1电感、第1
‑
2电感选用铁硅铝磁粉芯磁环，两股0.2mm漆包线线并行密绕，以减小杂散电容和漏感；ldo电路输出电压vcc为a单片机供电，vcc电压经第一电容、第二电容、第三电容、第九电阻、第十电阻组成rc隔离滤波，进一步减小vcc电源纹波干扰和地线尖峰干扰，为单片机的模拟电路提供稳定的电源。
21.采用上述技术方案所带来的有益效果在于：本发明使用arm单片机控制和开关升压技术，实现程控零电流切换，切换时间不大于2秒；使用电流型控制器sepic拓扑，变压器输出线圈中调节占空比，电压可变范围大，转换效率高；改善轻负载时的工作特性，使用突发工作模式，通过减少功率开关管的开关次数，增大突发占空比来提高效率；使用缓启动电路来抑制电流尖峰干扰，增加稳定性；电路简单，成本低，适合于批量生产。
附图说明
22.图1是本发明程控电源电路图。
23.图2是本发明辅助电源电路图。
具体实施方式
24.参照图1
‑
2，cz1的一号引脚分别连接至f1和bt1，cz1的二号引脚接地，f1通过q18连接至+12v，q18的漏极和栅极通过r40连接，q18的栅极通过r41和d10连接至s1，pwin和+5v通过d11连接至s1，ponoff通过r44连接至q19的基极，ponoff通过r43连接至+5v，q19的基极通过r45连接至q19的发射极并接地，q18的栅极通过r41与q19的集电极连接，run通过r45连接至+5v，run通过r47连接至q20的基极，q20的基极通过r48连接至q20的发射极并接地，q20的发射极连接至u4的一号引脚，u4的一号引脚通过r53接地，u4的二号引脚通过串联的r54和c11接地，同时u4的二号引脚通过c12接地，u4的二号引脚连接至q21的集电极，q21的基极通过r57连接至q21的发射极并接地，u4的四号引脚通过r55接地，u4的五号引脚和六号引脚接地，u4的七号引脚连接至q24的栅极，q24的源极与u4的十号引脚连接并通过r59接地，u4的八号引脚通过并联的c13和c14接地，u4的十号引脚通过r58接地，t1的一次侧连接至q24的漏极，t1的二次侧通过串联的d8、c18和r56连接至q21的基极，t1的同名端通过c16连接，+
12v通过并联的ec3和c15接地，+12v通过r52连接至u4的一号引脚，+12v连接至u4的九号引脚，ry4的13号引脚通过r51接地，ry4的4号引脚连接至d8并通过串联的c17和r66接地，ry4的11号引脚通过r49连接至+24v，ry4的9号引脚通过r50连接至+24v，ry4的6号引脚连接至+24v，ry4的8号引脚连接至+48v，+24v通过并联的c20、ec17和ec18接地，+48v通过并联的c21、ec4和ec5接地，+12v分别连接至ry4的r+和s+，ry4的r
‑
通过d13连接至+12v，ry4的s
‑
通过d12连接至+12v，ry4的r
‑
连接至q23的集电极，ry4的s
‑
连接至q22的集电极，q22的基极通过r62连接至q22的发射极并接地，q22的基极通过r61连接至ry4
‑
s，ry4
‑
s通过r60连接至+5v，q23的基极通过r65连接至q23的发射极并接地，q23的基极通过r64连接至ry4
‑
r，ry4
‑
r通过r63连接至+5v。
25.u3的一号引脚通过并联的d5和c5连接至u3的六号引脚，u3的三号引脚通过r7连接至+5v，u3的三号引脚通过r8接地，u3的六号引脚通过串联的c9和l1
‑
2接地，u3的四号引脚和五号引脚连接至+12v，u3的六号引脚通过串联的l1
‑
1和l3连接至+5v，u3的六号引脚通过d4接地，l3的两侧分别通过c6、ec10、ec11和c7接地，
‑
5v通过串联的l2和d3连接至c9和l1
‑
2之间，l2的两端分别通过ec8、c4和ec9接地。
26.u8的一号引脚通过ec6接地，+5v分别连接至u8的一号引脚和三号引脚，u8的四号引脚通过c8接地，u8的五号引脚连接至vcc，vcc通过并联的ec7和c1接地，vcc通过r9连接至+3.3v，+3.3v通过并联的c2和c3之后再通过r10接地。
27.图2为辅助电源电路图，简述如下：降压型稳压器u3及相关电路输出
±
5v，为管线探测仪显示电路和模拟运放电路供电，+5v经过ldo电路u8再次降压到vcc为arm单片机数字电路供电，vcc再经rc滤波，输出+3.3v为arm单片机模拟电路供电。
28.程控切换工作原理如图1所示。当需要开机时，短时按下薄膜按键s1,电池电压经f1、r40、r41、d10、s1到地形成上电回路，电阻r40上的电压使得q18导通，开关电源+12v得电，ec3储能保持+12v电压不变，辅助电源上电工作。
29.arm单片机加电初始化完成后，检测到pwin为低电平时，置位ponoff为高电平，q19导通，电池电压经f1、r40、r41、q19到地形成程控工作回路，保证了pmos管q18导通条件，松开薄膜按键，程控工作回路使pmos管q18导通；
30.arm单片机初始化后将run控制端置为高电平，q20导通，开关控制器u4引脚1为低电平，升压电路不工作；当需要输出电压时，arm单片机将run控制端置为低电平，q20截止，开关控制器u4引脚1电压大于1.248v，升压电路工作。
31.当需要关机时，长时间按下按键s1，arm单片机检测到pwin为低电平，且时间大于2秒后，将ponoff置位为低电平，q19截止，程控工作回路断开，此时松开薄膜按键s1，电路停止工作。
32.以下以升压电路和电压切换电路为重点，详述电源电路设计及参数计算。
33.由电流型控制器u4组成控制和反馈系统。u4选用ltc1871ems，该控制器具有突发工作模式，非常适合于电池供电的便携式设备，还可使用外接电阻改变工作频率，设计时能兼顾到效率和变压器的体积，便于调整，国产锰锌铁氧体功率变压器的工作频率通常低于300khz，因此，本发明工作频率选择200khz。
34.电流型控制器的特点是具有电压反馈和电流反馈双闭环，零点补偿电路是环路稳定的基础，通过加入r54c11串联网络组成零点补偿。零点选择不当将造成环路正反馈而震
荡，导致功率mos管发热而损毁。为减少高频噪声干扰，在r54c11串联网络中并入c12，组成极点补偿电路。
35.输出电压24v通过公式vo＝1.23(1+r49/r51)计算出，r49＝86kω，r51＝4.7kω；输出电压48v通过公式vo＝1.23(1+r50/r51)计算出，r50＝180kω，r51＝4.7kω。
36.sepic电路的占空比由公式d＝(vo+vd)/(vin+vo+vd)来计算,式中vo为输出电压，vd为二级管d8导通电压，vin为电池电压。当电池电压降低至极限9v，输出最大电压48v时，计算出极限状况下的占空比d＝84.3％,控制器ltc1871ems给出的最大占空比为92％，满足要求。
37.sepic电路的核心器件为q24、t1、c16、d8，其中耦合电容c16箝制了功率mos管q24和二极管d8的电压，瞬时电压扰动小；
38.功率mos管q24导通时，+12v通过t1初级线圈和q24接地，能量存入初级电感；耦合电容c26的储存能量通过t1次级线圈和q24接地，c26的能量流回次级电感。
39.功率mos管q24断开时，次级电感的储能流向输出，同时+12v通过t1初级线圈、c26、d8形成输出电流，传递了部分能量到输出。
40.工作时，功率mos管q24的开关损耗是影响效率的主要原因，本发明mos管选用irf7103，内部集成的两路nmos管设计成并联工作，导通电阻rds减小到65mω，以最大工作电流1.5a计算，消耗功率瞬时值小于0.15w。
41.变压器t1根据sepic电路ccm模式来计算，感量为22uh，选用新康达lp17a磁芯，工作频率200khz，考虑导线的集肤效应，初极和次极均使用0.31mm漆包线双线并绕8匝，磁芯磨气息后保证电感量为22uh。
42.零电流切换由arm单片机按程序设定的步骤进行，以从24v切换到48v为例细述如下：
43.1.首先将现有的24v负载输出功率缓缓降低到5％，此时升压电路工作，输出电容ec17、ec18依然维持很高的储能；
44.2.arm单片机发出运行停止信号(run高电平)，升压电路停止工作，输出功率缓缓降低到零。脉冲变压器t1和输出电容ec17、ec18的储能迅速下降，延时100ms后，储能消耗殆尽，电流为零。
45.3.arm单片机将ry4
‑
s置为高电平，q22导通，磁保持继电器置位线圈吸合，切换到常开触点，ry4的4脚连接到8脚，电压切换到48v回路，ry4的13脚连接到9脚，反馈切换到r50回路，延时200ms线圈稳定工作，再将ry4
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s信号置为低电平，q22断开，置位线圈断开不再耗电，磁保持继电器依靠磁力维持工作状态不变。
46.4.arm单片机发出运行启动信号(run低电平)，升压电路开始工作，输出电容ec4、ec5充电，电流剧增，48v迅速升高，电压变化为c18充电，q21导通，缓启动电路工作，c18大小决定缓启动时间。缓启动电路延长了电压的上升时间，限制了冲击电流，电源和地线干扰减小，保证了arm单片机稳定运行。
47.同理，电压从48v切换到24v控制步骤不再叙述。
48.本发明应用于tt3360发射机程控零电流切换的步骤是，arm单片机首先将负载功率缓缓降到5％，通过运行控制端口run使speic电路停止工作，然后将负载功率降到零，电源变压器和输出电容储能释放，延时100毫秒后残余能量较低，触点开关中的电流接近零时
启动开关切换，切换结束重新启动sepic升压，在用户指定的频率和功率下工作。启动过快也会导致冲击电流尖峰干扰，因此采用缓启动电路，有效缓解了启动速度，抑制了干扰信号的强度。
49.tt3360发射机以arm单片机为核心组成信号采集及输出控制，控制策略便于程序修改，电路和控制软件较复杂，因此省略了arm单片机控制电路图及软件流程图，但不会影响本发明对程控的叙述。
50.本发明的技术方案选择电流模式的开关控制器，工作于speic拓扑，连续电流模式(ccm)，speic拓扑的特点是耦合电容连接变压器初级和次级，因此电路输入输出为非隔离状态，适合电池供电的便携式设备，输入电流和输出电流都是连续的因而纹波小，speic拓扑可升压或降压使用。耦合电容能够吸收漏感带来的尖峰电流，脉动很小，并直接将部分能量传送到输出端，功率开关就不必承担全部的功率传输，减小了开关损耗。
51.本发明的技术方案，轻负载时选择突发模式以提高效率，发射机通常在中负载和轻负载时工作，fcc标准和规范也限制45khz以上发射功率不大于1w。表1和表2分别列出了tt3360发射机和雷迪公司tx
‑
10发射机的电源功耗，在不同负载下比较可见，轻载时tt3360发射机功耗小，效率较高。
52.表1
[0053][0054]
表2
[0055]
[0056][0057]
轻载时电路本身的损耗占比重大，效率难以提高，突发模式的优点是，只要输出电压足够，电路选择跳过多个周期不工作，关闭功率mos管及其相关电路，开关损耗减小，输出电压由输出电容维持。当反馈电路检测到输出电压降低时，又重新启动以补充电压，如此循环往复。与其他模式比较，突发模式的输出纹波偏大，可以通过增大输出电容来解决。
[0058]
以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。