返驰式转换器及其切换控制电路与控制方法与流程

1.本发明涉及一种返驰式转换器，特别是指一种具有零电压切换功能且可避免一次侧与二次侧短路电流的返驰式转换器。本发明还涉及用于返驰电源供应器的控制电路与控制方法。


背景技术：

2.图1a与图1b显示现有技术的返驰式转换器(返驰式转换器1001a与1001b)。其中一次侧控制电路80用以产生一次侧切换信号s1c，由此控制一次侧开关s1以切换功率变压器10而产生输出电压vo，二次侧控制电路200用以产生二次侧切换信号s2c，以控制二次侧开关s2而进行二次侧的同步整流以及零电压切换(zvs，zero voltage switching)。返驰式转换器1001a与1001b中的二次侧开关s2分别位于二次侧绕组的下侧与上侧。
3.图2显示对应于图1a与图1b现有技术的返驰式转换器的操作波形示意图。本实施例中，本发明的返驰式转换器操作于不连续导通模式(dcm
–
discontinuous conduction mode)。返驰式转换器1001a或1001b的二次侧切换信号s2c具有同步整流脉冲psr以及零电压切换(zero voltage switching，zvs)脉冲pzv，在一次侧开关s1导通后又再度关断时，同步整流脉冲psr用以控制同步整流开关s2于功率变压器10的去磁阶段导通以实现二次侧的同步整流，另一方面，零电压切换脉冲pzv则用以实现前述的一次侧开关s1的零电压切换。
4.此现有技术中，采用了“波峰/波谷锁定”的技术，根据输出电流的位准，适应性地选择谐振波形(例如一次侧开关电压vds1于dcm时的谐振波形)谐振时一波形特征，一次侧开关电压vds1于dcm时的谐振波形的某序位的波峰(例如vds1的第三个波峰p3)，开始前述的零电压切换脉冲pzv。此外，一次侧控制电路80与二次侧控制电路90还根据上述的谐振波形的另一特征，例如邻接序位的波谷(例如vds1的第四个波谷v4)而同步一次侧开关s1的导通时点。由此，此现有技术可使一次侧开关s1与二次侧开关s2都达到零电压切换，以提高电源转换效率，且得以在无需额外的隔离通信路径(例如脉冲变压器)的条件下，使一次侧开关s1与二次侧开关s2的开关时间彼此同步且不重叠，避免同时导通而造成短路电流。
5.然而，在某些负载变化的情况下，仍会造成一次侧开关s1与二次侧开关s2同时导通而造成短路电流，如图3所示，此为该现有技术的缺点。图3显示对应于图1a与图1b现有技术的返驰式转换器的操作波形示意图。在切换周期[n]时的负载电流io，在切换周期[n+1]时加大，因负载电流加大，造成一次侧s1开关信号s1c提前导通，此时如果二次侧s2c的pvz信号如果还维持上一切换周期的导通时间，将造成一次侧开关及二次侧开关同时导通，造成短路，烧毁转换器。
[0006]
相较于前述的现有技术，本发明除了可使一次侧开关s1与二次侧开关s2都达到零电压切换，且得以使一次侧开关s1与二次侧开关s2的开关时间同步之外，还可在各种负载变化下，有效地避免一次侧开关s1与二次侧开关s2同时导通而造成的短路电流。


技术实现要素：

[0007]
就其中一个观点言，本发明提供了一种切换控制电路，用以控制一返驰式转换器，以转换一输入电源而产生一输出电源，该返驰式转换器包括一功率变压器，以电性绝缘的方式耦接于该输入电压与该输出电压之间；一一次侧开关，用以切换该功率变压器的一一次侧绕组；以及一二次侧开关，用以切换该功率变压器的一二次侧绕组；该切换控制电路包含：一一次侧控制电路，用以产生一一次侧切换信号，以一切换周期控制该一次侧开关；以及一二次侧控制电路，用以产生一二次侧切换信号，以控制该二次侧开关，其中该二次侧切换信号具有一同步整流(synchronous rectifying，sr)脉冲以及一零电压切换(zero voltage switching，zvs)脉冲，该同步整流脉冲用以控制该二次侧开关导通一同步整流时段以实现二次侧同步整流，该零电压切换脉冲用以控制该二次侧开关导通一零电压切换时段，由此使该一次侧开关实现零电压切换；其中，该二次侧控制电路根据一dcm(不连续导通模式)谐振波形的第一波形特征而使能该零电压切换脉冲，其中，该一次侧控制电路根据该dcm谐振波形的第二波形特征而使能该一次侧切换信号，其中该dcm谐振波形的该第二波形特征晚于该dcm谐振波形的该第一波形特征；其中，当该输出电源的输出功率或输出电流相较于稳态为上升时，于当前的该切换周期中，该一次侧控制电路根据该dcm谐振波形的第三波形特征而使能该一次侧切换信号，以避免该一次侧开关与该二次侧开关同时导通，其中该第三波形特征的时点晚于该第二波形特征于当前的该切换周期中所对应的时点。
[0008]
在一较佳实施例中，该dcm谐振波形对应于该一次侧开关的漏源极电压的谐振波形，其中该第二波形特征对应于该dcm谐振波形的第v个波谷，该第三波形特征对应于该dcm谐振波形的第w个波谷，其中w大于v。
[0009]
在一较佳实施例中，当该输出电源的输出功率或输出电流相较于稳态为上升时，于当前的该切换周期中，该一次侧控制电路控制该一次侧切换信号，于一禁止时段内禁止该一次侧切换信号，使得该一次侧切换信号与该零电压切换脉冲于该禁止时段不重叠，以避免该一次侧开关与该二次侧开关同时导通；其中该禁止时段相关于前一个该切换周期内的该一次侧切换信号的上升缘以及该dcm谐振波形的一谐振周期。
[0010]
在一较佳实施例中，该dcm谐振波形的该谐振周期相关于该一次侧绕组的电感值与该一次侧开关的杂散电容值。
[0011]
在一较佳实施例中，该一次侧控制电路根据该输出电源而产生一导通控制信号，用以触发该一次侧切换信号且决定该一次侧开关于每一切换周期中的导通时点与导通时段，其中该一次侧控制电路于每一切换周期中，产生示意一预禁止时段的一预禁止信号；其中当该导通控制信号在该预禁止时段内转为使能时，该一次侧控制电路产生示意该禁止时段的一禁止信号，以于该禁止时段内屏蔽该导通控制信号而禁止该一次侧切换信号的触发；其中该预禁止信号根据前一个该切换周期的该一次侧切换信号的上升缘以及该谐振周期而产生，其中该预禁止时段涵盖至少前一个该切换周期的该零电压切换脉冲。
[0012]
在一较佳实施例中，当该导通控制信号在该预禁止时段之外转为使能时，允许该导通控制信号触发该一次侧切换信号。
[0013]
在一较佳实施例中，当该禁止信号被使能后，根据相关于该谐振波形的一谐振同步信号计时对应的该禁止时段，使得该禁止时段至少维持一个该谐振周期。
[0014]
在一较佳实施例中，当该禁止信号被使能后，以该谐振波形相关信号计时对应的
该禁止时段，使得于该禁止时段结束后，该一次侧切换信号于该dcm谐振波形的第三波形特征而被使能，而实现零电压切换，其中该第三波形特征晚于对应于前一个切换周期内的该第二波形特征。
[0015]
在一较佳实施例中，当该禁止信号被使能时，于当前的该切换周期内，该一次侧切换信号的使能时点与该零电压切换脉冲相距1.5个该谐振周期。
[0016]
在一较佳实施例中，该一次侧控制电路包括：一斜坡产生电路，用以于每一该切换周期中，该一次侧切换信号的膝点开始产生一基础斜坡信号；一波谷选择电路，用以于该一次侧切换信号的上升缘取样与保持该基础斜坡信号而产生一波谷记忆信号，且，用以产生一第一斜坡信号与一第二斜坡信号，其中该第一斜坡信号与该第二斜坡信号分别与该基础斜坡信号具有对应的一第一偏移位准与一第二偏移位准；以及一禁止信号产生电路，用以比较该第一斜坡信号与该基础斜坡信号，以及比较该第二斜坡信号与该基础斜坡信号而产生该预禁止信号，其中该预禁止时段对应于该基础斜坡信号介于该第一斜坡信号与该第二斜坡信号的期间，且，用以判断该导通控制信号的上升缘是否发生于该预禁止时段内而产生该禁止信号。
[0017]
在一较佳实施例中，该第一偏移位准与该第二偏移位准相关于该谐振周期。
[0018]
在一较佳实施例中，该一次侧控制电路还包括：一谐振侦测电路，用以根据该功率变压器的一辅助绕组所产生的一辅助信号，而产生相关于该谐振波形的一谐振同步信号；其中该禁止信号产生电路还根据该谐振同步信号，以计时该禁止时段，使得该禁止时段至少维持一个该谐振周期。
[0019]
就另一个观点言，本发明也提供了一种返驰式转换器，用以转换一输入电源而产生一输出电源，该返驰式转换器包含：一功率变压器，以电性绝缘的方式耦接于该输入电压与该输出电压之间；一一次侧开关，用以切换该功率变压器的一一次侧绕组；一二次侧开关，用以切换该功率变压器的一二次侧绕组；一一次侧控制电路，用以产生一一次侧切换信号，以一切换周期控制该一次侧开关；以及一二次侧控制电路，用以产生一二次侧切换信号，以控制该二次侧开关，其中该二次侧切换信号具有一同步整流(synchronous rectifying，sr)脉冲以及一零电压切换(zero voltage switching，zvs)脉冲，该同步整流脉冲用以控制该二次侧开关导通一同步整流时段以实现二次侧同步整流，该零电压切换脉冲用以控制该二次侧开关导通一零电压切换时段，由此使该一次侧开关实现零电压切换；其中，该二次侧控制电路根据一dcm(不连续导通模式)谐振波形的第一波形特征而使能该零电压切换脉冲，其中，该一次侧控制电路根据该dcm谐振波形的第二波形特征而使能该一次侧切换信号，其中该dcm谐振波形的该第二波形特征晚于该dcm谐振波形的该第一波形特征；其中，当该输出电源的输出功率或输出电流相较于稳态为上升时，于当前的该切换周期中，该一次侧控制电路根据该dcm谐振波形的第三波形特征而使能该一次侧切换信号，以避免该一次侧开关与该二次侧开关同时导通，其中该第三波形特征的时点晚于该第二波形特征于当前的该切换周期中所对应的时点。
[0020]
就另一个观点言，本发明也提供了一种用以控制一返驰式转换器的控制方法，以转换一输入电源而产生一输出电源，该返驰式转换器包括一功率变压器，以电性绝缘的方式耦接于该输入电压与该输出电压之间；一一次侧开关，用以切换该功率变压器的一一次侧绕组；以及一二次侧开关，用以切换该功率变压器的一二次侧绕组；该方法包含：产生一
一次侧切换信号，以一切换周期控制该一次侧开关；以及产生一二次侧切换信号，以控制该二次侧开关，其中该二次侧切换信号具有一同步整流(synchronous rectifying，sr)脉冲以及一零电压切换(zero voltage switching，zvs)脉冲，该同步整流脉冲用以控制该二次侧开关导通一同步整流时段以实现二次侧同步整流，该零电压切换脉冲用以控制该二次侧开关导通一零电压切换时段，由此使该一次侧开关实现零电压切换；其中，于稳态下，产生零电压切换脉冲的步骤包括：根据一dcm(不连续导通模式)谐振波形的第一波形特征而使能该零电压切换脉冲，其中，于稳态下，产生该一次侧切换信号的步骤包括：根据该dcm谐振波形的第二波形特征而使能该一次侧切换信号，其中该dcm谐振波形的该第二波形特征晚于该dcm谐振波形的该第一波形特征；以及当该输出电源的输出功率或输出电流相较于稳态为上升时，于当前的该切换周期中，根据该dcm谐振波形的第三波形特征而使能该一次侧切换信号，以避免该一次侧开关与该二次侧开关同时导通，其中该第三波形特征的时点晚于该第二波形特征于当前的该切换周期中所对应的时点。
[0021]
在一较佳实施例中，该dcm谐振波形对应于该一次侧开关的漏源极电压的谐振波形，其中该第二波形特征对应于该dcm谐振波形的第v个波谷，该第三波形特征对应于该dcm谐振波形的第w个波谷，其中w大于v。
[0022]
在一较佳实施例中，当该输出电源的输出功率或输出电流相较于稳态为上升时，于当前的该切换周期中，于一禁止时段内禁止该一次侧切换信号，使得该一次侧切换信号与该零电压切换脉冲于该禁止时段不重叠，以避免该一次侧开关与该二次侧开关同时导通；其中该禁止时段相关于前一个该切换周期内的该一次侧切换信号的上升缘以及该dcm谐振波形的一谐振周期。
[0023]
在一较佳实施例中，产生该一次侧切换信号的步骤还包括：根据该输出电源而产生一导通控制信号，用以触发该一次侧切换信号且决定该一次侧开关于每一切换周期中的导通时点与导通时段；于每一切换周期中，产生示意一预禁止时段的一预禁止信号；以及当该导通控制信号在该预禁止时段内转为使能时，产生示意该禁止时段的一禁止信号，以于该禁止时段内屏蔽该导通控制信号而禁止该一次侧切换信号的触发；其中该预禁止信号根据前一个该切换周期的该一次侧切换信号的上升缘以及该谐振周期而产生，其中该预禁止时段涵盖至少前一个该切换周期的该零电压切换脉冲。
[0024]
在一较佳实施例中，产生该一次侧切换信号的步骤还包括：当该导通控制信号在该预禁止时段之外转为使能时，允许该导通控制信号触发该一次侧切换信号。
[0025]
在一较佳实施例中，产生该一次侧切换信号的步骤还包括：当该禁止信号被使能后，根据相关于该谐振波形的一谐振同步信号计时对应的该禁止时段，使得该禁止时段至少维持一个该谐振周期。
[0026]
在一较佳实施例中，产生该一次侧切换信号的步骤还包括：当该禁止信号被使能后，以该谐振波形相关信号计时对应的该禁止时段，使得于该禁止时段结束后，该一次侧切换信号于该dcm谐振波形的第三波形特征而被使能，而实现零电压切换，其中该第三波形特征晚于对应于前一个切换周期内的该第二波形特征。
[0027]
在一较佳实施例中，产生该禁止信号的步骤包括：于每一该切换周期中，该一次侧切换信号的膝点开始产生一基础斜坡信号；于该一次侧切换信号的上升缘取样与保持该基础斜坡信号而产生一波谷记忆信号；产生一第一斜坡信号与一第二斜坡信号，其中该第一
斜坡信号与该第二斜坡信号分别与该基础斜坡信号具有对应的一第一偏移位准与一第二偏移位准；比较该第一斜坡信号与该基础斜坡信号，且，比较该第二斜坡信号与该基础斜坡信号而产生该预禁止信号，其中该预禁止时段对应于该基础斜坡信号介于该第一斜坡信号与该第二斜坡信号的期间；以及判断该导通控制信号的上升缘是否发生于该预禁止时段内而产生该禁止信号。
[0028]
在一较佳实施例中，该第一偏移位准与该第二偏移位准相关于该谐振周期。
[0029]
以下通过具体实施例详加说明，会更容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其所实现的功效。
附图说明
[0030]
图1a与图1b显示现有技术的返驰式转换器实施例示意图。
[0031]
图2显示对应于图1a与图1b现有技术的返驰式转换器的操作波形示意图。
[0032]
图3显示对应于图1a与图1b现有技术的返驰式转换器的操作波形示意图。
[0033]
图4显示根据本发明的返驰式转换器的较佳实施例示意图。
[0034]
图5显示对应于本发明的返驰式转换器的实施例的波形示意图。
[0035]
图6显示对应于本发明的返驰式转换器的实施例的波形示意图。
[0036]
图7显示本发明的返驰式转换器中，谐振侦测电路的一具体实施例示意图。
[0037]
图8显示本发明的返驰式转换器中，波谷修正电路的一具体实施例示意图。
[0038]
图9显示本发明的返驰式转换器中，膝点侦测电路的一具体实施例示意图。
[0039]
图10显示本发明的返驰式转换器中，斜坡产生电路的一具体实施例示意图。
[0040]
图11显示本发明的返驰式转换器中，波谷选择电路的一具体实施例示意图。
[0041]
图12显示本发明的返驰式转换器中，禁止信号产生电路的一具体实施例示意图。
[0042]
图13显示本发明的返驰式转换器中，pwm产生电路的一具体实施例示意图。
[0043]
图14显示本发明的返驰式转换器中，负缘侦测电路的一具体实施例示意图。
[0044]
图中符号说明
[0045]
10：功率变压器
[0046]
1001a，1001b，1004：返驰式转换器
[0047]
110：pwm产生电路
[0048]
111：定时器
[0049]
112：正反器
[0050]
120：负缘侦测电路
[0051]
121：延迟电路
[0052]
130：谐振侦测电路
[0053]
131：放大电路
[0054]
132：晶体管
[0055]
133：电流电压转换电路
[0056]
140：波谷修正电路
[0057]
141：延迟电路
[0058]
150：膝点侦测电路
[0059]
151：比较器
[0060]
152：脉冲电路
[0061]
153：状态电路
[0062]
160：斜坡产生电路
[0063]
161：正反器
[0064]
162：积分电路
[0065]
170：波谷选择电路
[0066]
171：放大器
[0067]
172：偏移电路
[0068]
173，175：取样保持电路
[0069]
180：禁止信号产生电路
[0070]
181，182：比较器
[0071]
183，184，185：正反器
[0072]
80，100：一次侧控制电路
[0073]
90，200：二次侧控制电路
[0074]
cp：寄生电容
[0075]
cyl：负缘信号
[0076]
fbr：反馈相关信号
[0077]
inh：禁止信号
[0078]
io：输出电流
[0079]
ip：一次侧电流
[0080]
isr：二次侧电流
[0081]
kcdb：延迟反相信号
[0082]
knee：膝点信号
[0083]
kneecmp：比较结果
[0084]
kp：膝点脉冲
[0085]
p1～p4：波峰
[0086]
p_inh：预禁止信号
[0087]
p_pwm：波谷指示信号
[0088]
psr：同步整流脉冲
[0089]
pzv：零电压切换脉冲
[0090]
rh1：斜坡位准信号
[0091]
rmp，rmp0，rmp1，rmp2：斜坡信号
[0092]
rmpen：斜坡使能信号
[0093]
rst：系统重置信号
[0094]
s1：一次侧开关
[0095]
s1c：一次侧切换信号
[0096]
s2c：二次侧切换信号
[0097]
s2：二次侧开关
[0098]
sync：谐振同步信号
[0099]
t2～t15：时点
[0100]
td：导通控制信号
[0101]
tinh：禁止时段
[0102]
tpinh：预禁止时段
[0103]
trng：谐振周期
[0104]
tsr：同步整流时段
[0105]
tzv：脉宽
[0106]
v1～v4：波谷
[0107]
vaux，demag：辅助电压
[0108]
vds1：一次侧开关电压
[0109]
vds2：二次侧开关电压
[0110]
vin：输入电压
[0111]
vk，vr：参考信号
[0112]
vn：波谷记忆信号
[0113]
vo：输出电压
[0114]
w1：一次侧绕组
[0115]
w2：二次侧绕组
[0116]
w3：辅助绕组
具体实施方式
[0117]
本发明中的附图均属示意，主要意在表示各电路间的耦接关系，以及各信号波形之间的关系，至于电路、信号波形与频率则并未依照比例绘制。
[0118]
图4显示根据本发明的返驰式转换器的较佳实施例示意图(返驰式转换器1004)。返驰式转换器1004用以转换输入电压vin而产生输出电压vo与输出电流io，而提供电源予负载电路(未示出，为本领域技术人员所熟知，在此不予赘述)。返驰式转换器1004包含功率变压器10、一次侧控制电路100以及二次侧控制电路200。
[0119]
功率变压器10以电性绝缘的方式耦接于输入电压vin与输出电压vo之间，一次侧开关s1耦接于功率变压器10的一次侧绕组w1，其中一次侧绕组w1耦接于输入电压vin。二次侧开关s2与功率变压器10的二次侧绕组w2串接于输出电压vo与二次侧接地节点之间。在本实施例中，二次侧开关s2耦接于功率变压器10的二次侧绕组w2与二次侧接地节点之间。二次侧开关s2也可耦接于功率变压器10的二次侧绕组w2与输出电压vo之间，如图1b的二次侧电路所示意。为简化说明，接下来以如图4所示的二次侧开关s2耦接于功率变压器10的二次侧绕组w2与二次侧接地节点之间的实施例进行说明，然而相同的精神也可适用于如图1b的二次侧所示的另一种形式。
[0120]
一次侧控制电路100用以产生一次侧切换信号s1c，一次侧切换信号s1c用以控制一次侧开关s1以切换功率变压器10的一次侧绕组w1，其中一次侧绕组w1耦接于输入电压vin。二次侧控制电路200用以产生二次侧切换信号s2c，以控制二次侧开关s2的导通与关断，而切换功率变压器10的二次侧绕组w2产生输出电压vo。其中vds1为一次侧开关s1的漏
极的电压，而vds2为二次侧开关s2的第一端的电压。本实施例中，所述的二次侧开关s2的第一端为漏极(电流流出端)，而二次侧开关s2的第二端为源极(电流流入端)。还需说明的是，在二次侧开关s2耦接于功率变压器10的二次侧绕组w2与输出电压vo之间的实施例中，如图1b的二次侧电路所示，所述的二次侧开关s2的第一端为源极(电流流入端)，而二次侧开关s2的第二端为漏极(电流流出端)。
[0121]
请同时参阅图5，图5显示对应于本发明的返驰式转换器的实施例的波形示意图。本实施例中，本发明的返驰式转换器操作于不连续导通模式(dcm
–
discontinuous conduction mode)。根据本发明，二次侧切换信号s2c具有同步整流脉冲psr以及零电压切换(zero voltage switching，zvs)脉冲pzv，在一次侧开关s1导通后又再度关断时(如图5的t3)，同步整流脉冲psr用以控制二次侧开关s2导通一同步整流时段tsr以实现二次侧的同步整流，其中，同步整流时段tsr大致上同步于二次侧绕组w2的感应电流的导通时段，换言之，同步整流时段tsr开始于二次侧绕组w2自一次侧绕组w1转移能量而产生二次侧电流isr的时点(t3)，且同步整流时段tsr结束于二次侧绕组w2的二次侧电流isr降为0的时点(t4)，如此可提升电源转换效率。
[0122]
请继续参阅图5，另一方面，零电压切换脉冲pzv则用以实现前述的一次侧开关s1的零电压切换。详言之，本实施例中，当返驰式转换器1004操作于不连续导通模式时，功率变压器10于一次侧开关s1导通时感磁(magnetizing，t2
‑
t3，图5)，且于该一次侧开关s1转为不导通时将感磁时所获得的能量传送到该输出电压vo；当同步整流脉冲psr控制二次侧开关s2导通，而使得功率变压器10去磁完成后(demagnetized，t4，图5)，二次侧开关s2会先控制为不导通(t4
‑
t5，图5)，此时功率变压器10会开始产生dcm谐振波形，所述的dcm谐振波形可对应于例如一次侧电压vds1、二次侧电压vds2或辅助绕组w3所产生的辅助电压vaux或demag，此外，所述的dcm谐振波形的谐振周期trng相关于功率变压器10的电感值与杂散电容值，特别是一次侧绕组w1的电感值与相关的杂散电容值。
[0123]
而当二次侧开关s2再度根据零电压切换脉冲pzv而导通时(如图5的t5)，功率变压器10会在二次侧绕组w2感应负向的二次侧电流isr，当二次侧开关s2于零电压切换脉冲pzv结束再度关断时(如t6)，功率变压器10会在一次侧绕组w1感应负向的一次侧电流ip，在此期间(如t6
‑
t7)，负向的一次侧电流ip可将一次侧开关s1的寄生电容cp放电，使得一次侧开关s1的漏极电压vds1下降至较低的电压，并将电荷通过一次侧绕组w1回充至输入电源，当一次侧开关s1接着导通，可使一次侧开关s1实现柔性切换。在一较佳实施例中，负向的一次侧电流ip可将一次侧开关s1的寄生电容cp放电至大致上为0v，可使一次侧开关s1实现零电压切换(zvs
–
zero voltage switching)。
[0124]
需说明的是，前述的“零电压切换”是指，在晶体管(如对应于一次侧开关s1)将导通之前，通过放电电流将晶体管的寄生电容的残存电压，通过无能损放电路径(例如对应于一次侧绕组w1)，放电至较低的电压，并将电荷回充至无能损的元件(如输入电源)中，使得晶体管导通时，其漏源极电压已先降低为较低的电压，由于其寄生电容(如对应于cp)所储存的电荷在此过程中不以晶体管的导通电阻放电，可提高电源转换效率。
[0125]
此外需说明的是：因电路零件的本身的寄生效应或是零件间相互的匹配不一定为理想，因此，虽然欲使寄生电容cp放电至0v，但实际可能并无法准确地放电至0v，而仅是接近0v，亦即，根据本发明，可接受由于电路的不理想性而使寄生电容cp放电后的电压与0v间
具有一定程度的误差，此即前述的放电至“大致上”为0v之意，本文中其他提到“大致上”之处亦同。
[0126]
在一实施例中，前述的零电压切换脉冲pzv的起始时点同步于功率变压器10去磁后的谐振波形的第一波形特征，以图5的实施例举例而言，二次侧控制电路200根据输出电流io的位准，适应性地选择二次侧开关电压vds2于功率变压器10去磁后，谐振波形的某序位的波谷，开始前述的零电压切换脉冲pzv，由此使二次侧开关s2也达到零电压切换。例如图5中，于时点t5开始前述的零电压切换脉冲pzv，其对应于vds2的第三个波谷，同时也是vds1的第三个波峰p3，为求一致，都依一次侧开关电压vds1的特征而标示为p3。此外，一次侧控制电路100还根据根据输出电流io的位准，适应性选择上述的谐振波形的另一特征，例如以邻接次序位的波谷(例如图5的时点t7，vds1的第四个波谷v4)作为一次侧开关s1的导通起始时点。由此，可使一次侧开关s1与二次侧开关s2都达到零电压切换，以提高电源转换效率，且得以在无需额外的隔离通信路径(例如脉冲变压器)的条件下，使一次侧开关s1与二次侧开关s2的开关时间同步且不重叠。在一较佳实施例中，于稳态下(例如图5中的切换周期[n])，一次侧开关s1与二次侧开关s2的开关之间的不重叠时间为0.5个谐振周期trng。
[0127]
请继续参阅图5，为了避免前述的短路电流，在一实施例中，例如当输出电流io或输出功率因负载变化而提高时，一次侧开关s1的导通时点将被延后至少一个上述谐振波形的一个谐振周期trng，具体以图5举例而言，当输出电流io于时点t8提高后，于切换周期[n+1]中，当返驰式转换器1004根据反馈，而欲较前一个切换周期提前导通一次侧开关s1时，受到如图所示的禁止时段tinh(t9～t11)的屏蔽与延迟，因而于切换周期[n+1]中，至一次侧开关电压vds1的第五个波谷v5(t11)才开始导通一次侧开关s1。换言之，于禁止时段tinh中可确保一次侧切换信号s1c与该零电压切换脉冲pzv不会重叠，可有效避免一次侧开关s1与二次侧开关s2同时导通。
[0128]
请继续参阅图5，在一实施例中，当返驰式转换器1004根据反馈，而欲较前一个切换周期提前导通，且提前导通的时点早于前述的零电压切换脉冲pzv的起始时点时，则一次侧开关s1的导通时点将依反馈而决定，亦即，不需如前述地延后。具体以图5举例而言，于切换周期[n+2]中，当返驰式转换器1004根据反馈，而使得导通时点被提前至一次侧开关电压vds1的第三个波谷v3(t12)时，由于一次侧开关电压vds1的第三个波谷v3早于零电压切换脉冲pzv原应于切换周期[n+2]中的起始时点(如t13的p3)，因此，一次侧开关s1直接于一次侧开关电压vds1的第三个波谷v3(t12)导通。此外，当一次侧开关s1的导通时点先于零电压切换脉冲pzv时，则此切换周期[n+2]将不产生零电压切换脉冲pzv。
[0129]
根据本发明，在一实施例中，任一当前的切换周期(如切换周期[n+1])的禁止时段tinh，相关于前一个切换周期(如切换周期[n])的零电压切换脉冲pzv所在的位置，具体而言，系根据前一个切换周期内的一次侧切换信号s1c的上升缘以及dcm谐振波形的谐振周期trng而产生，其实施细节容后详述。
[0130]
请继续参阅图5，根据提高的输出电流io而实现新的稳态后，如切换周期[n+3]所示，一次侧开关s1将于一次侧开关电压vds1的第三个波谷v3(t15)导通，而零电压切换脉冲pzv也将适应性地提前至一次侧开关电压vds1的第二个波峰v2(t14，对应于vds2的第二个波谷)起始。
[0131]
请继续参阅图4，图4还显示了本发明的返驰式转换器中，一次侧控制电路的一具
体实施例示意图(一次侧控制电路100)。本实施例中，一次侧控制电路100包括pwm(脉宽调制，pulse width modulation)产生电路110，负缘侦测电路120、谐振侦测电路130、波谷修正电路140、膝点侦测电路150、斜坡产生电路160、波谷选择电路170以及禁止信号产生电路180。
[0132]
请同时参阅图6，图6显示对应于本发明的返驰式转换器的实施例的波形示意图。
[0133]
在一实施例中，pwm产生电路110根据反馈(例如但不限于输出电压vo及/或输出电流io)而产生导通控制信号td，由此触发与决定一次侧开关s1的导通时点与导通时段，pwm产生电路110同时还根据波谷指示信号p_pwm与禁止信号inh而产生一次侧切换信号s1c，用以控制一次侧开关s1。
[0134]
负缘侦测电路120用以侦测一次侧切换信号s1c的负缘(亦即，下降缘)而产生负缘信号cyl，用以示意一次侧切换信号s1c的负缘的发生时点。
[0135]
斜坡产生电路160用以根据膝点信号knee与负缘信号cyl产生斜坡信号rmp，具体而言，斜坡产生电路160于一次侧开关电压vds1的膝点开始产生斜坡信号rmp，直到一次侧切换信号s1c的负缘而重置。
[0136]
波谷选择电路170用以取样保持前一切换周期的斜坡信号rmp而产生波谷记忆信号vn，且用以根据斜坡信号rmp而产生具有偏移的斜坡信号rmp1与rmp2。
[0137]
禁止信号产生电路180则用以根据斜坡信号rmp1、rmp2以及波谷记忆信号vn而产生禁止信号inh。其中一次侧开关s1于禁止信号inh的禁止时段tinh内被禁止而延迟其导通的时点，具体而言，禁止信号产生电路180根据前一切换周期的波谷记忆信号vn与斜坡信号rmp1、rmp2，而估算前一切换周期的零电压切换脉冲pzv，由此估算对应于当前的切换周期的零电压切换脉冲pzv的时点，而产生对应于当前的切换周期的禁止信号inh。
[0138]
膝点侦测电路150用以根据辅助信号demag而产生用以示意一次侧开关电压vds1的膝点的膝点信号knee。
[0139]
谐振侦测电路130用以根据辅助信号demag而产生用以示意一次侧开关电压vds1为下降缘时的谐振同步信号sync。
[0140]
波谷修正电路140则用以根据谐振同步信号sync产生波谷指示信号p_pwm。
[0141]
本实施例中，如图6所示，本发明的返驰式转换器的具体操作为：于稳态时(如切换周期[n])，二次侧控制电路200于一次侧开关电压vds1的第三个波峰(如切换周期[n]中的p3)而使能零电压切换脉冲pzv，一次侧控制电路根据一次侧开关电压vds1的第四个波谷(如切换周期[n]中的v4)而使能一次侧切换信号s1c，其中一次侧开关电压vds1的第四个波谷v4晚于一次侧开关电压vds1的第三个波峰p3。
[0142]
而当输出电源的输出功率或输出电流io相较于稳态为上升时，于当前的切换周期中(如切换周期[n+1])，该一次侧控制电路则延后例如一个波谷而使能一次侧切换信号s1c，亦即，如本实施例中，根据一次侧开关电压vds1的第五个波谷(切换周期[n+1]中的v5)而使能一次侧切换信号s1c，以避免一次侧开关s1与二次侧开关s2同时导通，其中一次侧开关电压vds1的第五个波谷的时点(切换周期[n+1]中的v5)，晚于一次侧开关电压vds1的第四个波谷于当前的该切换周期中所对应的时点(切换周期[n+1]中的v4)。
[0143]
以下分别更具体地描述上述的子电路的操作，以实现上述的功能。
[0144]
图7显示本发明的返驰式转换器中，谐振侦测电路的一具体实施例示意图(谐振侦
测电路130)。谐振侦测电路130包括放大电路131、晶体管132以及电流电压转换电路133，谐振侦测电路130用以侦测辅助信号demag是否低于参考信号vr而产生谐振同步信号sync，在一实施例中，参考信号vr为0或接近于0的参考电压，使得谐振同步信号sync示意辅助信号demag为负压，谐振同步信号sync同时也示意了一次侧开关电压vds1低于输入电压vin。就一观点而言，谐振同步信号sync的上升缘可用以示意一次侧开关电压vds1自波峰下降至波谷的中点，而谐振同步信号sync的下降缘可用以示意一次侧开关电压vds1自波谷上升至波峰的中点。
[0145]
图8显示本发明的返驰式转换器中，波谷修正电路的一具体实施例示意图(波谷修正电路140)。波谷修正电路140包括延迟电路141以及逻辑电路，用以产生波谷指示信号p_pwm，波谷指示信号p_pwm的下降缘对齐于谐振同步信号sync的下降缘，而延迟电路141将谐振同步信号sync的上升缘延迟，而使能波谷指示信号p_pwm，使得波谷指示信号p_pwm的上升缘较谐振同步信号sync的上升缘延后，其中延后的时间长度可通过电容与电流源而调整。就一观点而言，在适当选择延后的时间长度时，波谷指示信号p_pwm的上升缘例如可用以指示一次侧开关电压vds1的波谷的发生时点。
[0146]
图9显示本发明的返驰式转换器中，膝点侦测电路的一具体实施例示意图(膝点侦测电路150)。膝点侦测电路150包括比较器151、脉冲电路152、状态电路153，以及逻辑电路。其中状态电路153例如可为正反器。比较器151比较辅助信号demag与参考信号vk而产生比较结果kneecmp，脉冲电路152根据比较结果kneecmp，以及与比较结果kneecmp具有单边延迟反相关系的延迟反相信号kcdb，而产生一膝点脉冲kp以触发正反器153而使能膝点信号knee，负缘信号cyl用以重置膝点信号knee，换言之，如图6所示，膝点信号knee的上升缘示意一次侧开关电压vds1的膝点。
[0147]
图10显示本发明的返驰式转换器中，斜坡产生电路的一具体实施例示意图(斜坡产生电路160)。斜坡产生电路160包括正反器161以及积分电路162，正反器161根据膝点信号knee的上升缘而产生斜坡使能信号rmpen，以使能积分电路162开始以电流源对电容器充电而产生斜坡信号rmp。其中正反器161受系统重置信号rst或负缘信号cyl控制重置的时机，换言之，斜坡信号rmp自膝点信号knee的上升缘开始充电上升，且结束于下一切换周期的负缘信号cyl。
[0148]
图11显示本发明的返驰式转换器中，波谷选择电路的一具体实施例示意图(波谷选择电路170)。波谷选择电路170包括放大器171、偏移电路172、取样保持电路173与175。放大器171根据斜坡信号rmp而产生缓冲后的斜坡信号rmp，取样保持电路173用以自斜坡使能信号rmpen的上升缘起取样斜坡信号rmp，且于一次侧切换信号s1c的上升缘取样保持斜坡信号rmp而产生斜坡位准信号rh1。取样保持电路175用以根据负缘信号cyl而于一次侧切换信号s1c的下降缘取样保持斜坡位准信号rh1而产生波谷记忆信号vn，换言之，波谷记忆信号vn的位准系取样保持一次侧切换信号s1c于上升缘时点的位准，而于一次侧切换信号s1c的下降缘更新。
[0149]
此外，偏移电路172对斜坡信号rmp进行偏移，而产生具有偏移的斜坡信号rmp1与rmp2，其中斜坡信号rmp1与rmp2相较于斜坡信号rmp的偏移量由对应的电流源与电阻决定。
[0150]
图12显示本发明的返驰式转换器中，禁止信号产生电路的一具体实施例示意图(禁止信号产生电路180)。禁止信号产生电路180包括比较器181、比较器182、正反器183、
184、185与若干逻辑电路。
[0151]
前述的斜坡信号rmp的电压位准与一次侧开关电压vds1的膝点后的时长具有正比关系，因此，就一观点而言，波谷记忆信号vn的位准即示意了前一切换周期中，一次侧开关s1不导通的时段的长度。接着，通过比较器181比较斜坡信号rmp1与波谷记忆信号vn，以及比较器182比较斜坡信号rmp2与波谷记忆信号vn，而产生对应于一预禁止时段tpinh的预禁止信号p_inh，其中预禁止时段tpinh对应于波谷记忆信号vn介于斜坡信号rmp1与斜坡信号rmp2之间的时段，接着由正反器183于谐振同步信号sync的上升缘或导通控制信号td的上升缘，根据预禁止信号p_inh是否被使能，而确定是否使能禁止信号inh。换言之，在一实施例中，当负载改变而使得由反馈所决定的导通控制信号td在预禁止信号p_inh内触发时，禁止信号产生电路180使能禁止信号inh，用以禁止一次侧开关s1的导通，其细节将详述于后。
[0152]
此外，负缘信号cyl用以于一次侧切换信号s1c的负缘重置禁止信号inh，以等待该切换周期中对禁止信号inh的使能。另一方面，当禁止信号inh使能之后，正反器184与185形成延迟电路，用以决定禁止信号inh的时长，亦即，禁止时段tinh，一实施例中，禁止时段tinh由波谷指示信号p_pwm的相邻上升缘的周期以及正反器的数量而决定，因此，禁止时段tinh相关于前述谐振波形的谐振周期trng，由此，在一较佳实施例中，于禁止时段tinh结束后，一次侧切换信号s1c可例如于dcm谐振波形受禁止时段tinh延迟后的另一个波谷而被使能，而仍能实现零电压切换。具体而言，本实施例中，禁止时段tinh大于等于前述谐振波形的谐振周期trng的1.5倍。
[0153]
还需说明的是，由于斜坡信号rmp1与rmp2相较于斜坡信号rmp的偏移量决定了预禁止时段tpinh的起点与终点，另一方面，于稳态时，一次侧开关s1导通的时点与零电压切换脉冲pzv的结束时点相关于谐振周期trng，因此，在一实施例中，斜坡信号rmp1与rmp2相较于斜坡信号rmp的偏移量相关于谐振周期trng以及零电压切换脉冲pzv的脉宽tzv。在一较佳实施例中，预禁止时段tpinh涵盖至少前一个切换周期的该零电压切换脉冲pzv。
[0154]
图13显示本发明的返驰式转换器中，pwm产生电路的一具体实施例示意图(pwm产生电路110)。pwm产生电路110包括定时器111以及正反器112，定时器111根据例如相关于输出电源的反馈信号而产生导通控制信号td，用以根据输出电源(例如输出电流io及或输出电压vo)而决定一次侧开关s1的导通时点与导通时段，具体而言，正反器112根据反馈相关信号fbr而重置，以决定一次侧切换信号s1c的导通的时间，以调节输出电压vout及或输出电流iout，且通过波谷指示信号p_pwm而使一次侧切换信号s1c的起始时间同步于例如一次侧开关电压vds1的波谷，而实现前述的零电压切换，其中，反馈相关信号fbr相关于例如输出电流io及或输出电压vo。此外，当负载增加而使得导通控制信号td于禁止时段tinh使能时，逻辑电路113(例如图标的与门与非门)根据禁止信号inh而于禁止时段tinh屏蔽导通控制信号td以禁止一次侧切换信号s1c的触发，由此实现前述延迟一次侧开关s1的导通时点，而有效避免前述的短路电流。
[0155]
具体而言，如图6中的切换周期[n+1]中，导通控制信号td于预禁止时段tpinh使能，因而触发了禁止信号inh，而于禁止时段tinh屏蔽导通控制信号td以禁止一次侧切换信号s1c的触发，使得切换周期[n+2]的一次侧切换信号s1c延迟至禁止时段tinh结束后才触发。
[0156]
图14显示本发明的返驰式转换器中，负缘侦测电路的一具体实施例示意图(负缘
侦测电路120)。负缘侦测电路120包括延迟电路121与若干逻辑电路，用以侦测一次侧切换信号s1c的负缘而产生负缘信号cyl。
[0157]
就一观点而言，本发明的返驰式转换器通过模拟式的波谷记忆方式，记忆前一切换周期的波谷发生时点，而于当前的切换周期的对应序位的波谷附近产生预禁止信号p_inh，且于可能发生一次侧开关s1与二次侧开关s2可能同时导通时产生禁止信号inh，以屏蔽且禁止一次侧切换信号s1c的触发，这在当负载增加而使得导通控制信号td于预禁止信号p_inh使能时，可延迟一次侧开关s1的导通时点，而有效避免前述的短路电流。此外还值得注意的是，前述一次侧开关s1的导通时点的延迟时间tnov相关于谐振波形的周期，在一较佳实施例中，相关于谐振波形的0.5个谐振周期trng的倍数，在一较佳实施例中，其等于谐振波形的1.5个谐振周期trng。
[0158]
以上已针对较佳实施例来说明本发明，但以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的权利范围。所说明的各个实施例，并不限于单独应用，也可以组合应用，举例而言，两个或以上的实施例可以组合运用，而一实施例中的部分组成也可用以取代另一实施例中对应的组成部件。此外，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，举例而言，本发明所称“根据某信号进行处理或运算或产生某输出结果”，不限于根据该信号的本身，也包含于必要时，将该信号进行电压电流转换、电流电压转换、及/或比例转换等，之后根据转换后的信号进行处理或运算产生某输出结果。由此可知，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，其组合方式甚多，在此不一一列举说明。因此，本发明的范围应涵盖上述及其他所有等效变化。