一种单相交流电路中可控硅的触发装置及方法

本发明涉及电学领域，特别是涉及一种单相交流电路中可控硅的触发装置及方法。

背景技术：

现有在实现单相交流电路中可控硅的触发和导通角的调整时，采用的方法是：先利用智能芯片或智能设备经过复杂的检测电路检测单相交流电路中的过零点信号，基于该信号计算出触发角，然后将该触发角转换成延时时间，接着利用高精度计时电路进行精确计时，若到了延时时间，则产生控制信号，驱动电路利用该控制信号触发单相交流电路中的可控硅。

基于上述，现有为了保证单相交流电路中可控硅的稳定触发以及对导通角的精确调整，需要使用智能芯片或智能设备，且为了保证智能芯片或智能设备的稳定工作，需要增加额外的检测信号处理电路、驱动电路及抗干扰电路，这使得系统整体结构复杂，成本高，稳定性低。

技术实现要素：

本发明提出了一种单相交流电路中可控硅的触发装置及方法。利用本发明的装置及方法，能够在不使用智能芯片的情况下，实现单相交流电路中导通角的精确调节和可控硅的稳定触发。

为实现上述目的，本发明提供了如下方案：

一种单相交流电路中可控硅的触发装置，包括：

正弦波正负过零点检测电路，连接于单相交流电路的第一检测点与第二检测点之间，用于检测单相交流电路中的过零点信号；所述过零点信号包括第一检测信号和第二检测信号；所述第一检测信号为所述单相交流电路中输出电压由负半波逐步减小到正半波逐步增大时的信号，由所述正弦波正负过零点检测电路的第一输出端输出；所述第二检测信号为所述单相交流电路中输出电压由正半波逐步减小到负半波逐步增大时的信号，由所述正弦波正负过零点检测电路的第二输出端输出；

第一触发控制电路，所述第一触发控制电路的输入端与所述第一输出端电连接，用于将所述第一检测信号变换为第一触发控制信号后从所述第一触发控制电路的输出端输出；

第二触发控制电路，所述第二触发控制电路的输入端与所述第二输出端电连接，用于将所述第二检测信号变换为第二触发控制信号后从所述第二触发控制电路的输出端输出；

触发信号产生电路，所述触发信号产生电路的输入端与所述第一触发控制电路的输出端和所述第二触发控制电路的输出端电连接，用于基于所述第一触发控制信号产生第一触发信号，基于所述第二触发控制信号产生第二触发信号；对所述第一触发信号和所述第二触发信号做功率放大和变压处理后，加在所述单相交流电路中可控硅的门控极，实现可控硅的触发。

本发明还提供了一种单相交流电路中可控硅的触发方法，利用单相交流电路中可控硅的触发装置实现单相交流电路中可控硅的触发，包括：

将正弦波正负过零点检测电路连接于所述单相交流电路的第一检测点与第二检测点之间，在所述正弦波正负过零点检测电路的第一输出端输出第一检测信号，在所述正弦波正负过零点检测电路的第二输出端输出第二检测信号；

将第一触发控制电路与所述第一输出端电连接，将所述第一检测信号变换为第一触发控制信号后于所述第一触发控制电路的输出端输出；将第二触发控制电路与所述第二输出端电连接，将所述第二检测信号变换为第二触发控制信号后于所述第二触发控制电路的输出端输出；

将触发信号产生电路的输入端与所述第一触发控制电路的输出端和所述第二触发控制电路的输出端电连接；基于所述第一触发控制信号产生所述单相交流电路中输出电压由负半波逐步减小到正半波逐步增大时的第一触发信号，基于所述第二触发控制信号产生所述单相交流电路中输出电压由正半波逐步减小到负半波逐步增大时的第二触发信号；

利用所述触发信号产生电路中的达林顿功率放大电路和脉冲变压器对所述第一触发信号或所述第二触发信号做功率放大和变压处理后，将处理后的信号加在所述单相交流电路中可控硅的门控极，实现可控硅的触发。

根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：

本发明提供的单相交流电路中可控硅的触发装置及方法，以正弦波正负过零点检测电路、第一触发控制电路和第二触发控制电路为主体，利用正弦波正负过零点检测电路检测获得单相交流电路输出端的过零点信号，第一触发控制电路和第二触发控制电路基于检测到的过零点信号模拟产生对应的基准锯齿波，基于基准锯齿波的连续稳定变化情况，产生与基准锯齿波对应的稳定的触发信号。另通过线与逻辑处理，利用触发信号产生电路中555定时器电路输出的系列脉冲进一步保证触发信号的稳定性。再基于触发信号产生电路中的脉冲变压器，使得单相交流电路与本发明中的触发装置隔离开，防止干扰进入到触发装置中，进一步提高触发信号的稳定性。从而得到稳定的触发信号，在不使用智能芯片或智能设备的情况下，实现单相交流电路中导通角的稳定调节以及可控硅的稳定触发。

而且本发明为实现单相交流电路中导通角的稳定调节和可控硅的稳定触发，未使用智能芯片或智能设备，也未使用为保证智能芯片或智能设备稳定工作的额外电路结构，使得相比现有的触发装置结构更为简单，且成本相对更低。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明中单相交流电路中可控硅的触发装置的结构示意图；

图2为单相交流电路的电路图；

图3为正弦波正负过零点检测电路的电路图；

图4为第一触发控制电路的电路图；

图5为第二触发控制电路的电路图；

图6为触发信号产生电路的电路图；

图7为触发装置中电路各点的电压变化波形图；

图8为单相交流电路中可控硅的触发方法的流程图。

符号说明：

1-正弦波正负过零点检测电路；

2-第一触发控制电路，21-rs触发器，22-第一波形变换电路；

3-第二触发控制电路，31-r’s’触发器，32-第二波形变换电路；

4-触发信号产生电路，41-555定时器电路，42-达林顿功率放大电路，43-脉冲变压器。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如背景技术所述，现有是利用智能芯片或智能设备控制实现单相交流电路中可控硅的触发和导通角的调整。然而，为了保证可控硅的触发精度以及对导通角的调整精度，需要保证智能芯片或智能设备的稳定工作；而为了智能芯片或智能设备的稳定工作，又需要额外增加检测信号处理电路、驱动电路及抗干扰电路，这使得现有为了实现可控硅的精确触发以及对导通角的精确调整，必须用到智能芯片或智能设备、检测信号处理电路、驱动电路、抗干扰电路等一系列电路器件，从而使得调控所需的系统结构复杂，成本高。且为了保证智能芯片或智能设备的稳定工作，需要保证检测信号处理电路、驱动电路及抗干扰电路等一系列额外电路结构的精确性和稳定性，这使得现有为实现可控硅的精确触发和导通角的精确调整所需系统的自身稳定性较高，对整个系统中各部分的精度要求较高，不易精确控制。

为了解决上述问题，本发明提出了一种单相交流电路中可控硅的触发装置及方法。在不使用智能芯片或智能设备的情况下，仅通过本发明自行设计的触发装置就可实现单相交流电路中可控硅的稳定触发及对导通角的精确调节。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

实施例1：

本发明在实施例1中对触发装置的具体结构以及为实现导通角的稳定调节和可控硅的稳定触发的具体工作过程做了详细说明。

如图1所示，为本发明中单相交流电路中可控硅的触发装置的结构示意图。触发装置包括正弦波正负过零点检测电路1、第一触发控制电路2、第二触发控制电路3和触发信号产生电路4。其中，

正弦波正负过零点检测电路1，连接于单相交流电路的第一检测点与第二检测点之间，用于检测单相交流电路中的过零点信号；过零点信号包括第一检测信号和第二检测信号；第一检测信号为单相交流电路中输出电压由负半波逐步减小到正半波逐步增大时的信号，由正弦波正负过零点检测电路的第一输出端输出；第二检测信号为单相交流电路中输出电压由正半波逐步减小到负半波逐步增大时的信号，由正弦波正负过零点检测电路的第二输出端输出；

第一触发控制电路2的输入端与第一输出端电连接，用于将第一检测信号变换为第一触发控制信号后从第一触发控制电路2的输出端输出；

第二触发控制电路3的输入端与第二输出端电连接，用于将第二检测信号变换为第二触发控制信号后从第二触发控制电路3的输出端输出；

触发信号产生电路4的输入端与第一触发控制电路2的输出端和第二触发控制电路3的输出端电连接，用于基于第一触发控制信号产生第一触发信号，基于第二触发控制信号产生第二触发信号；对第一触发信号和第二触发信号做功率放大和变压处理后，加在单相交流电路中可控硅的门控极，实现可控硅的触发。

更具体的，如图2所示，为现有的单相交流电路。

其中，单相交流电路包括依次串联的晶闸管vt1和晶闸管vt3以及依次串联的晶闸管vt2和晶闸管vt4。其中，晶闸管vt1的阴极端和晶闸管vt2的阴极端均与负载r的一端电连接，晶闸管vt3的正极端和晶闸管vt4的正极端均与负载r的另一端电连接。

另外需要说明的是，可控硅又称晶闸管，即本发明如图1中所示的单相交流电路中的晶闸管vt1、vt2、vt3和vt4。如图1所示，本发明的目的是利用a、b间的电压uab得到晶闸管的触发信号，将触发信号接入到晶闸管除阴极和阳极以外的门极上，实现对晶闸管导通和截止的调控，从而精确控制由晶闸管vt1、负载r和晶闸管vt4组成的回路的导通时间。

图2中的u1表示的是单相交流电路的输入电压，u2表示输出的单相电压，vt1-vt4组成了单相交流电路，能够将交流电整流成可控的直流电提供给负载r，ug1、ug2、ug3和ug4分别表示晶闸管vt1、vt2、vt3和vt4门极的电压，uab表示单相电压的瞬时值，其以正弦周期信号的形式表示，在此，我们需要采集正弦周期信号的过零点信号。

其中，采集正弦周期信号的过零点信号的目的是：由于单相交流电路输出的是正弦波信号，正弦波信号为非线性信号，若直接利用正弦波信号对晶闸管的导通与否进行控制，需要利用到智能芯片或智能设备及额外的控制电路以保证对晶闸管的导通控制精度。而本发明在不使用智能芯片或智能设备的情况下，仅依靠自行设计的单相交流电路中可控硅的触发装置，通过采集单相交流电路正弦周期信号中的过零点信号，就可实现晶闸管的精确稳定触发和导通。

如图3所示，为本发明中的正弦波正负过零点检测电路1。

包括两条支路，其中一条支路为依次串联的电阻r9、二极管d2和光耦n1。二极管d2的阳极与电阻r9的一端电连接，二极管d2的阴极与光耦n1的引脚1电连接；光耦n1的4引脚与+6v电源电连接，光耦n1的3引脚经电阻r0与-6v电源电连接，将光耦n1的3引脚与电阻r0一端的连接位置作为第一条支路的输出端s。

另一条支路为依次串联的电阻r8、二极管d1和光耦n2。二极管d1的阳极与电阻r8的一端电连接，二极管d1的阴极与光耦n2的1引脚电连接；光耦n2的4引脚经电阻r0’与-6v电源电连接，光耦n2的3引脚与+6v电源电连接，将光耦n2的4引脚与电阻r0’一端的连接位置作为第二条支路的输出端s’。

如图3可看出，第一条支路中电阻r9的一端与图2的单相交流电路中a位置电连接，第一条支路中光耦n1的2引脚与图2的单相交流电路中b位置电连接，其目的是通过检测单相交流电路中a、b两点位置间的电压uab，检测出uab的正弦周期信号中正半波的过零点信号及零点位置，并从第一条支路的输出端s输出第一检测信号。

另如图3可看出，第二条支路中电阻r8的一端与图2的单相交流电路中b位置电连接，第二条支路中光耦n2的2引脚与图2的单相交流电路中a位置电连接，其目的是通过检测单相交流电路中a、b两点位置间的电压uab，检测出uab的正弦周期信号中负半波的过零点信号及零点位置，并从第二条支路的输出端s’输出第二检测信号。

图3中电路的具体工作过程如下：

当uab处于正半波时，电流从a流向b。因为电流方向与二极管d1的导通方向相反，所以电流不流过光耦n2，而是直接经光耦n1到达b。根据光耦的工作原理，此时光耦n1的3引脚和4引脚导通，s端电压为+6v，s’端电压为-6v。

当uab处于负半波时，电流从b流向a。因为电流方向与二极管d2的导通方向相反，所以电流不流过光耦n1，而是直接经光耦n2到达a。同样根据光耦的工作原理，此时光耦n2的3引脚和4引脚导通，s端电压为-6v，s’端电压为+6v。

为简化供电电路，增加系统的容错能力，本发明中将+6v设置为逻辑“1”，将-6v设置为逻辑“0”。

也就是说，当uab从负半波向正半波过零时，s端从逻辑“0”变为逻辑“1”，并出现一个上跳沿；而s’端从逻辑“1”变为逻辑“0”，并出现一个下降沿。

当uab从正半波向负半波过零时，s’端从逻辑“0”变为逻辑“1”，并出现一个上跳沿；而s’端从逻辑“1”变为逻辑“0”，并出现一个下降沿。

从而可基于检测到的逻辑“1”变为逻辑“0”的过程以及逻辑“0”变为逻辑“1”的过程确定uab对应的正弦周期信号的过零点信号及零点位置。

之后将图3中s端的第一检测信号作为图4中第一触发控制电路2的s端的输入信号，将图3中s’端的第二检测信号作为图5中第二触发控制电路3的s’端的输入信号，利用第一触发控制电路2和第二触发控制电路3分别产生为基准锯齿波形式的第一触发控制信号和第二触发控制信号。

其中，第一触发控制电路2包括rs触发器21和第一波形变换电路22。rs触发器21用于接收第一检测信号，并输出第一控制信号，第一控制信号用于控制第一波形变换电路22将uab对应的正弦周期信号的转换为锯齿波，并输出第一触发控制信号。第二触发控制电路3包括r’s’触发器31和第二波形变换电路32。r’s’触发器31用于接收第二检测信号，并输出第二控制信号，第二控制信号用于控制第二波形变换电路32将uab对应的正弦周期信号转换为锯齿波，并输出第二触发控制信号。

rs触发器21的1引脚作为第一触发控制电路2的s端，rs触发器21的6引脚作为第一触发控制电路2的r端，rs触发器21的2引脚与4引脚电连接，3引脚与5引脚电连接，14引脚与+6v电源电连接，7引脚与-6v电源电连接。

以下是第一波形变换电路22的结构：

第一波形变换电路22包括三极管v1、电容c2、电阻wo1、电阻r1、r2、r3、r4、r6、r7以及运算放大器a1、a2、a3和a4。

其中，rs触发器21的3引脚作为端与电阻r1的一端电连接，电阻r1的另一端与三极管v1的b端电连接，三极管v1的e端、电容c2的阴极端和电阻wo1的一端均与运算放大器a1的负输入端电连接，运算放大器a1的正输入端接地，运算放大器a1的4引脚与+6v电源电连接，11引脚与-6v电源电连接，电阻wo1的另一端与-6v电源电连接，三极管v1的c端和电容c2的阳极端均与运算放大器a1的输出端电连接，运算放大器a1的输出端作为w端与运算放大器a4的正输入端电连接。

运算放大器a4的负输入端与电阻r6和电阻r7的一端电连接，运算放大器a4与电阻r6和电阻r7的连接点作为p端，电阻r6的另一端与+6v电源电连接，电阻r7的另一端接地。运算放大器a4的4引脚与+6v电源电连接，11引脚与-6v电源电连接，运算放大器a4的输出端与rs触发器的6引脚电连接。

运算放大器a1的输出端与电阻r2的一端电连接，电阻r2的另一端与电阻r3的一端和运算放大器a2的负输入端电连接。电阻r3的另一端与-6v电源电连接，运算放大器a2的负输入端作为e端。运算放大器a2的正输入端接地，运算放大器a2的4引脚与+6v电源电连接，11引脚与-6v电源电连接，电阻r4的一端与运算放大器a2的负输入端电连接，电阻r4的另一端与运算放大器a2的输出端电连接，运算放大器a2的输出端作为f端。

运算放大器a2的输出端与运算放大器a3的负输入端电连接，运算放大器a3的正输入端用于输入偏置电压uk，运算放大器a3的4引脚与+6v电源电连接，11引脚与-6v电源电连接，运算放大器a3的输出端作为n端，用于输出第一触发控制信号。

r’s’触发器31的1引脚作为第二触发控制电路3的s’端，r’s’触发器31的6引脚作为第二触发控制电路3的r’端，r’s’触发器31的2引脚与4引脚电连接，3引脚与5引脚电连接，14引脚与+6v电源电连接，7引脚与-6v电源电连接。

以下是第二波形变换电路32的结构：

第二波形变换电路32包括三极管v1’、电容c2’、电阻wo1’、电阻r1’、r2’、r3’、r4’、r6’、r7’以及运算放大器a1’、a2’、a3’和a4’。

其中，r’s’触发器31的3引脚作为端与电阻r1’的一端电连接，电阻r1’的另一端与三极管v1’的b端电连接，三极管v1’的e端、电容c2’的阴极端和电阻wo1’的一端均与运算放大器a1’的负输入端电连接，运算放大器a1’的正输入端接地，运算放大器a1’的4引脚与+6v电源电连接，11引脚与-6v电源电连接，电阻wo1’的另一端与-6v电源电连接，三极管v1’的c端和电容c2’的阳极端均与运算放大器a1’的输出端电连接，运算放大器a1’的输出端作为w’端与运算放大器a4’的正输入端电连接。

运算放大器a4’的负输入端与电阻r6’和电阻r7’的一端电连接，运算放大器a4’的负输入端与电阻r6’和电阻r7’的连接点作为p’端，电阻r6’的另一端与+6v电源电连接，电阻r7’的另一端接地。运算放大器a4’的4引脚与+6v电源电连接，11引脚与-6v电源电连接，运算放大器a4’的输出端与r’s’触发器的6引脚电连接。

运算放大器a1’的输出端与电阻r2’的一端电连接，电阻r2’的另一端与电阻r3’的一端和运算放大器a2’的负输入端电连接。电阻r3’的另一端与-6v电源电连接，运算放大器a2’的负输入端作为e’端。运算放大器a2’的正输入端接地，运算放大器a2’的4引脚与+6v电源电连接，11引脚与-6v电源电连接，电阻r4’的一端与运算放大器a2’的负输入端电连接，电阻r4’的另一端与运算放大器a2’的输出端电连接，运算放大器a2’的输出端作为f’端。

运算放大器a2’的输出端与运算放大器a3’的负输入端电连接，运算放大器a3’的正输入端用于输入偏置电压uk，运算放大器a3’的4引脚与+6v电源电连接，11引脚与-6v电源电连接，运算放大器a3’的输出端作为n’端，用于输出第二触发控制信号。

第一触发控制电路2中的运算放大器a1、a2、a3和a4以及第二触发控制电路3中的运算放大器a1’、a2’、a3’和a4’的型号均为lm324。

第一触发控制电路2中的三极管v1和第二触发控制电路3中的三极管v1’的型号均为9013。

本发明中是先利用rs触发器21接收第一检测信号，输出第一控制信号，然后利用第一控制信号控制与rs触发器21电连接的第一波形变换电路22将正弦周期信号变换为基准锯齿波形式；同理，利用r’s’触发器31接收第二检测信号，输出第二控制信号，然后利用第二控制信号控制与r’s’触发器31电连接的第二波形变换电路32将正弦周期信号变换为基准锯齿波形式。以此实现单相交流信号对应的正弦形式到锯齿波形式的转换，实现对触发信号的非线性到线性控制，提升对零点位置的定位精度以及对后续产生的触发信号的控制精度。

接下来结合图4和图5说明第一触发控制电路2和第二触发控制电路3的工作过程。

rs触发器21和r’s’触发器31存在以下输入输出关系：

1)若s＝0，r＝0，则rs触发器21的输出保持原有状态(若s’＝0，r’＝0，则r’s’触发器31的输出保持原有状态)；

2)若s＝0，r＝1，则rs触发器21的输出为1(+6v)(若s’＝0，r’＝1，则r’s’触发器31的输出为1)；

3)若s＝1，r＝0，则rs触发器21的输出为1(+6v)(若s’＝1，r’＝0，则r’s’触发器31的输出为1)；

4)若s＝1，r＝1，则rs触发器21的输出状态不确定(若s’＝1，r’＝1，则r’s’触发器31的输出状态不确定)。

则基于rs触发器21(r’s’触发器31)的上述输入输出关系，可知：

若图2中的uab处在负半波时，即正弦波信号在正向过零点之前，则uab为负，光耦n1不导通，输出为s＝0(-6v)。此时分两种情况讨论：

1)若rs触发器21的r＝1，则rs触发器21的输出为1，即则三极管v1导通，此时w＝0(-6v)，运算放大器a4的输出为0，即r＝0，rs触发器21的输出保持

2)若r＝0，则保持原始输出状态，此时再分两种情况讨论：

情况a：则三极管v1导通，此时w＝0(-6v)，运算放大器a4的输出为0，即r＝0，rs触发器21的输出保持

情况b：则三极管v1截止，此时w由0v逐渐升高(最高为+6v)，当vw>vp(w端的电压大于p端的电压)时，运算放大器a4的输出为1，则r＝1，此时又由于s＝0(因为uab处在负半波，图3中电路的输出端s为0)，故然后又回到了情况a，即rs触发器21最终的状态为r＝0，s＝0，

当正弦波信号过零点以后，则uab为正，光耦n1导通，图3中电路的s＝1(+6v)，此时r＝0，rs触发器21的输出三极管v1截止，电容c2充电，此时w点的电平由0v逐渐升高(最高为+6v)。在w点的电平由0v逐渐升高的过程中，当vw>vp时，运算放大器a4的输出翻转为1，即r＝1。若此时s＝1，此时的输出状态不定，则可以调节p点的电压vp，使w点的电平由0v逐渐升高到+6v的时间变短，同时由于触发脉冲已经发出，不会影响可控硅的导通。之后在w点的电平由0v逐渐升高到+6v后，正弦波信号进入负半周，uab反相过零点后，光耦n1由导通变为截止，输出为s＝0(-6v)，此时r＝1，rs触发器21的输出端三极管v1导通，此时w＝0(w点的电压为-6v)，运算放大器a4的输出为0，即r＝0，则rs触发器21的输出保持为1，之后uab又进入了正半周。

同时，与图4中第一触发控制电路2的工作过程类似，第二触发控制电路3的工作过程如下：

当uab处在正半波时，正弦波信号在负向过零点之前，uab为正，光耦n2不导通，图3中电路的输出s’＝0(-6v)。此时同样分两种情况讨论：

1)若r’＝1，则r’s’触发器31的输出为1，即则三极管v1’导通。此时w＝0(w点的电压为-6v)，运算放大器a4’的输出为0，即r’＝0，r’s’触发器31的输出保持为

2)若r’＝0，则r’s’触发器31保持原始输出状态，此时在分两种情况讨论：

情况1：则三极管v1’导通，此时w’＝0(即w’点的电压为-6v)，运算放大器a4’的输出为0，即r’＝0，此时r’s’触发器31的输出保持为

情况2：则三极管v1’截止，此时w’的电压由0v逐渐升高到+6v，当vw’>vp’(w’点的电压大于p’点的电压)时，运算放大器a4’的输出为1，则r’＝1，此时又由于s’＝0，故然后又回到了情况1。则最终状态为r’＝0，s’＝0，

当正弦波信号过零点以后，uab为负，光耦n2导通，输出s’＝1(+6v)，w’点的电位不断上升，当w’点的电压由0v逐渐升高到+6v的过程中，若vw’>vp’，则运算放大器a4’的输出翻转为1，即r’＝1，若此时s’＝1，则此时的输出状态不定，可以调节p’点的电压vp’使得w’点电压逐渐升高的时间缩短，同时由于触发脉冲已经发出，不会影响可控硅(图2中单相交流电路的晶闸管)的导通，而且正弦波信号会进入正半周，uab反相过零点后，光耦n2由导通变为截止，输出s’＝0(-6v)，此时r’＝1，r’s’触发器31的输出端三极管v1’导通，此时w’＝0(-6v)，运算放大器a4’的输出为0，即r’＝0，则此时r’s’触发器31的输出保持为之后uab再次进入正半周的情况。

之后，需要用到如图6所示的触发信号产生电路4。触发信号产生电路4包括555定时器电路41、达林顿功率放大电路42和脉冲变压器43。

其中，第一触发控制电路2的输出端经阻值为5k的电阻r5后，与555定时器电路41的输出端电连接并做“线与逻辑”处理，“线与逻辑”端与达林顿功率放大电路42的输入端电连接，达林顿功率放大电路42的输出端与脉冲变压器43的输入端电连接，脉冲变压器43的输出端与图2中单相交流电路的晶闸管vt1和晶闸管vt4的门控极电连接。

同理，第二触发控制电路3的输出端经阻值为5k的电阻r5后，与555定时器电路41的输出端电连接并做“线与逻辑”处理，“线与逻辑”端与达林顿功率放大电路42的输入端电连接，达林顿功率放大电路42的输出端与脉冲变压器43的输入端电连接，脉冲变压器43的输出端与图2中单相交流电路的晶闸管vt1和晶闸管vt4的门控极电连接。

其中，555定时器电路41包括阻值为2k的电阻r21、容量为0.1uf的电容c6、容量为0.01uf的电容c5、电阻r19、电阻r20和555定时器。

电阻r21的一端作为g端(555定时器电路41的输出端)与电阻r5一端电连接，电阻r21的另一端与555定时器的3引脚电连接。电容c6的一端与555定时器的5引脚电连接，电容c6的另一端与555定时器的1引脚电连接后与-6v电源电连接。555定时器的4引脚和8引脚均与+6v电源电连接。电阻r19的一端与+6v电源电连接，另一端与555定时器的7引脚电连接。电阻r20的一端与555定时器的7引脚电连接，另一端与555定时器的6引脚电连接。电容c5的一端与555定时器的2引脚电连接，电容c5的另一端与-6v电源电连接。

为了保证可控硅的稳定触发，将n点(或n’点)与555定时器电路41的输出端做“线与逻辑”(将第一触发控制电路2的输出端或第二触发控制电路3的输出端与555定时器电路41的输出端直接互联就可以实现“and”的逻辑功能)，“线与逻辑”后的信号如图7中“g”所示。通过555定时器电路41输出的系列脉冲可进一步保证可控硅的触发稳定性。

不过，并不能直接利用从“g”点输出的信号触发可控硅，而是需要先利用达林顿功率放大电路42对信号做放大处理，再通过脉冲变压器43对放大后的信号做变压处理，最后以变压后的信号触发可控硅(晶闸管)。

如图6所示，第一触发控制电路2的输出端n(或n’)输出的信号与555定时器电路41的输出信号做“线与逻辑”后经g点进入达林顿功率放大电路42的第一个三极管的b端。该第一个三极管的e端与达林顿功率放大电路42中第二个三极管的b端电连接，第二个三极管的e端接地，第一个三极管的c端和第二个三极管的c端均与脉冲变压器43的输入端电连接。

脉冲变压器43的作用是在将触发信号变压的同时，将变压前的触发信号与图2中单相交流电路隔离开，待得到最终的用于触发可控硅的触发信号后，再将用于触发可控硅的触发信号加入到单相交流电路中晶闸管vt1和vt4的门控极，利用脉冲变压器43隔离的目的是防止得到用于触发可控硅的触发信号前的干扰进入到单相交流电路中，对单相交流电路和触发信号的精度产生影响。

具体的，若脉冲变压器43输出的信号对应uab由负半波逐步减小到正半波逐步增大的状态，则脉冲变压器43的输出信号经图6中g1点进入单相交流电路中晶闸管vt1和vt4的门控极；若脉冲变压器43输出的信号对应uab由正半波逐步减小到负半波逐步增大的状态，则脉冲变压器43的输出信号经图6中k1和g1点进入单相交流电路中晶闸管vt1和vt4的门控极。

另，图6中可控硅位置的a表示可控硅的阳极，可控硅位置的k表示可控硅的阴极，可控硅位置的g表示可控硅的门控极。本发明中就是控制加在门控极g上的触发信号。

上述工作过程中各点的电压变化波形图可用图7表示。

图7中的w、e、f、n和g分别表示电路中w、e、f、n和g点的电压变化情况，uk表示加入到运算放大器a4正输入端的偏置电压。由图7可看出，电路中w、e、f、n和g点的电压均是呈锯齿状连续稳定变化的。由于图4与图5在电路结构上一致，且光耦n1的输出对应的是图4中第一触发控制电路2的输入，光耦n2的输出对应的是图5中第二触发控制电路3的输入，光耦n1和光耦n2在图3所示电路中的结构对称，则图5中第二触发控制电路3中w’、e’、f’和n’的电压变化情况与图4中第一触发控制电路2中w、e、f和n的电压变化情况一致，均如图7所示。

另外，图4中的运算放大器a2、电阻r2、电阻r3和电阻r4组成了反相加法电路，将w点的电压和-6v电压相加并取反，从而得出了图7中所示的f点电压从+6v到0v的变化情况。同理，图5中的运算放大器a2’、电阻r2’、电阻r3’和电阻r4’也组成了反相加法电路，将w’点的电压和-6v电压相加并取反，得出的f’点的电压变化情况与图7中f点的电压变化情况一致。

所述反相加法电路的设计目的是将w点(w’点)的电压变化情况与e点(e’点)的电压变化情况结合，进一步提升正弦周期信号到基准锯齿波的变换精度，即进一步提升波形中零点的定位精度以及对后续触发信号的控制精度。

在确定了f点和f’点的电压变化情况后，需要将f点和f‘点的电压分别与偏置电压uk进行比较，若f点的电压(或f’点的电压)低于uk时，则n＝1(或n’＝1)，即n点(或n’点)的电压为+6v；若f点的电压(或f’点的电压)大于或等于uk时，则n＝0(或n’＝0)，即n点(或n’点)的电压为0v。

与偏置电压uk比较的目的是：确定第一触发控制信号或第二触发控制信号的触发时间。其中，第一触发控制信号是由第一触发控制电路2的输出端n发出的，该第一触发控制信号的发出时刻决定着单相交流电路中可控硅(晶闸管)的触发时刻。同理，第二触发控制信号的发出也时刻决定着单相交流电路中可控硅(晶闸管)的触发时刻。第一触发控制信号控制着uab从负半波逐步减小到正半波逐步增大时可控硅的触发，第二触发控制信号控制着uab从正半波逐步减小到负半波逐步增大时可控硅的触发。

若n点(或n’点)为1，即n点(或n’点)的电压为+6v时(对应图7中n为高电平时)，用于触发可控硅的触发脉冲就可发出；若n点(或n’点)的电压为0v(对应图7中n为0时)，则触发脉冲被封锁。

因此，本发明可通过控制偏置电压uk的大小来控制第一触发控制信号或第二触发控制信号的输出时刻，从而控制第一触发信号或第二触发信号的产生时刻，进而根据变换后的呈线性的基准锯齿波实现对单相交流电路中可控硅(晶闸管)的导通角的精确控制以及可控硅(晶闸管)触发时刻的精确控制。

实施例2：

如图8所示，为本发明中对单相交流电路中可控硅的触发方法的流程图，其中的s1-s4对应方法中各步骤。

具体过程包括：

s1、将正弦波正负过零点检测电路1连接于单相交流电路的第一检测点与第二检测点之间，在正弦波正负过零点检测电路1的第一输出端输出第一检测信号，在正弦波正负过零点检测电路1的第二输出端输出第二检测信号；

s2、将第一触发控制电路2与第一输出端电连接，将第一检测信号变换为第一触发控制信号后于第一触发控制电路2的输出端输出；将第二触发控制电路3与第二输出端电连接，将第二检测信号变换为第二触发控制信号后于第二触发控制电路3的输出端输出；

s3、将触发信号产生电路4的输入端与第一触发控制电路2的输出端和第二触发控制电路3的输出端电连接；基于第一触发控制信号产生单相交流电路中输出电压由正半波逐步减小到负半波逐步增大时的第一触发信号，基于第二触发控制信号产生单相交流电路中输出电压由负半波逐步减小到正半波逐步增大时的第二触发信号；

s4、利用触发信号产生电路4中的达林顿功率放大电路42和脉冲变压器43对第一触发信号或第二触发信号做功率放大和变压处理后，将处理后的信号加在单相交流电路中可控硅的门控极，实现可控硅的触发。

综上所述，本发明中提出的单相交流电路中可控硅的触发装置及方法，未使用智能芯片或智能设备，仅通过自行设计的电路结构就可实现对单相交流电路中可控硅的稳定触发及导通角的精确调整，解决了现有技术中为实现上述目的系统结构复杂，成本高，稳定性低的问题。

本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，对以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。