谐振半桥返驰电源供应器及其一次侧控制电路与控制方法与流程

1.本发明涉及一种返驰式电源供应电路，特别是指一种谐振半桥返驰电源供应器。本发明还涉及用于谐振半桥返驰电源供应器的控制电路与控制方法。


背景技术：

2.美国专利“us5959850a，不对称占空比返驰式转换器”的现有技术公开了一种具有零电压切换(zvs)的半桥返驰式电源供应电路，以实现更高的功率效率。但是，该现有技术的缺点是，由于仅能工作于连续导通模式或是边界导通模式，因此，在功率转换器的轻负载期间电源转换效率很差。本发明提供了一种谐振半桥返驰电源供应器，可操作于不连续导通模式(dcm)，且同时还可通过下桥功率开关的控制，同时实现提高重载和轻载操作的电源转换效率。


技术实现要素：

3.就其中一个观点言，本发明提供了一种谐振半桥返驰电源供应器，用以将一输入电源转换为一输出电源，该谐振半桥返驰电源供应器包含：一半桥功率级电路，包括串联于该输入电源与一参考电位间的一上桥功率开关与一下桥功率开关，其中该上桥功率开关与该下桥功率开关耦接于一相位节点；一功率变压器，耦接于该半桥功率级电路与该输出电源之间；一谐振电容器，与该功率变压器的一一次侧绕组串联耦接于该相位节点与该输出电源之间；以及一一次侧控制电路，用以根据相关于该输出电源的一反馈信号而产生一上桥切换信号与一下桥切换信号，以分别控制该上桥功率开关与该下桥功率开关，而切换该功率变压器的一一次侧绕组，以将该输入电源转换为该输出电源；其中该一次侧绕组于该上桥功率开关导通时感磁，且于该上桥功率开关转为不导通后，该一次侧控制电路于该下桥切换信号中产生一谐振切换脉冲而导通该下桥功率开关，通过该谐振电容器与该一次侧绕组，以谐振方式将感磁时所获得的能量传送到该功率变压器的一二次侧绕组，以产生该输出电源；其中当该输出电源低于一延迟阈值时，该一次侧控制电路根据该输出电源，于该下桥切换信号中决定一段延迟期间，且于部分的延迟期间内，控制该上桥功率开关与该下桥功率开关都不导通，其中该延迟期间与该输出电源反相关。
4.在一较佳实施例中，当该延迟期间长于一轻载阈值时段时，才于该轻载阈值时段后的该延迟期间内，控制该上桥功率开关与该下桥功率开关都不导通，其中该轻载阈值时段大于等于0。
5.在一较佳实施例中，当该延迟期间长于该轻载阈值时段时，于该延迟期间结束后，该一次侧控制电路还于该下桥切换信号中产生一柔性切换脉冲以导通该下桥功率开关一段柔性期间，使得该上桥功率开关于下次导通时实现柔性切换。
6.在一较佳实施例中，该柔性切换对应于该上桥功率开关于下次导通时实现零电压切换。
7.在一较佳实施例中，该下桥功率开关的导通期间相关于该功率变压器的去磁期
间，且大于等于该功率变压器的去磁期间。
8.在一较佳实施例中，该一次侧控制电路紧接在该上桥切换信号切换至高位准之前与之后，分别维持该上桥切换信号与该下桥切换信号于低位准一段上桥空滞时间(dead time)与一段下桥空滞时间，使得该上桥功率开关与该下桥功率开关各自于下次导通时实现柔性切换，其中于该上桥空滞时间与该下桥空滞时间内，该上桥功率开关与该下桥功率开关都不导通。
9.在一较佳实施例中，该下桥切换信号的使能先于该上桥切换信号的使能。
10.在一较佳实施例中，于上桥功率开关导通前，控制该下桥功率开关导通，以对一自举(bootstrap)电容器充电，其中该自举电容器用以提供电源给该上桥开关驱动器，该上桥开关驱动器用以驱动该上桥功率开关。
11.在一较佳实施例中，该一次侧控制电路还根据一准谐振信号的一波形特征而决定该延迟期间，进而决定该下桥切换信号的该谐振切换脉冲的起始时点，其中该准谐振信号的一准谐振周期相关于该一次侧绕组的电感值与该半桥功率级电路的杂散电容值。
12.在一较佳实施例中，当该输出电源低于一丛发(burst)阈值时，产生一丛发信号，其中当该丛发信号产生时，该延迟期间还包括一丛发期间，以延长该延迟期间。
13.在一较佳实施例中，该丛发阈值低于该延迟阈值。
14.就另一个观点言，本发明也提供了一种一次侧控制电路，用于控制一谐振半桥返驰电源供应器，以将一输入电源转换为一输出电源，该谐振半桥返驰电源供应器包括：一半桥功率级电路，包括串联于该输入电源与一参考电位间的一上桥功率开关与一下桥功率开关，其中该上桥功率开关与该下桥功率开关耦接于一相位节点；一功率变压器，耦接于该半桥功率级电路与该输出电源之间；以及一谐振电容器，与该功率变压器的一一次侧绕组串联耦接于该相位节点与该输出电源之间；该一次侧控制电路包含：一脉冲调制电路，用以根据相关于该输出电源的一反馈信号而产生一调制信号；一上桥驱动电路，根据该调制信号而产生一上桥切换信号以控制该上桥功率开关；以及一时序控制电路，耦接于该脉冲调制电路，用以产生一下桥切换信号以控制该下桥功率开关，而切换该功率变压器的一一次侧绕组，以将该输入电源转换为该输出电源；其中该一次侧绕组于该上桥功率开关导通时感磁，且于该上桥功率开关转为不导通后，该时序控制电路于该下桥切换信号中产生一谐振切换脉冲而导通该下桥功率开关，通过该谐振电容器与该一次侧绕组，以谐振方式将感磁时所获得的能量传送到该功率变压器的一二次侧绕组，以产生该输出电源；其中当该输出电源低于一延迟阈值时，该时序控制电路根据该输出电源，于该下桥切换信号中决定一段延迟期间，且于部分的延迟期间内，控制该上桥功率开关与该下桥功率开关都不导通，其中该延迟期间与该输出电源反相关。
15.就另一个观点言，本发明也提供了一种控制方法，用于控制一谐振半桥返驰电源供应器，以将一输入电源转换为一输出电源，该谐振半桥返驰电源供应器包括：一半桥功率级电路，包括串联于该输入电源与一参考电位间的一上桥功率开关与一下桥功率开关，其中该上桥功率开关与该下桥功率开关耦接于一相位节点；一功率变压器，耦接于该半桥功率级电路与该输出电源之间；以及一谐振电容器，与该功率变压器的一一次侧绕组串联耦接于该相位节点与该输出电源之间；该控制方法包含：根据相关于该输出电源的一反馈信号而产生一调制信号；根据该调制信号而产生一上桥切换信号与一下桥切换信号，以分别
控制该上桥功率开关与该下桥功率开关，而切换该功率变压器的一一次侧绕组，以将该输入电源转换为该输出电源；其中控制该上桥功率开关与该下桥功率开关的步骤包括：于该上桥功率开关转为不导通后，于该下桥切换信号中产生一谐振切换脉冲而导通该下桥功率开关，通过该谐振电容器与该一次侧绕组，以谐振方式将该一次侧绕组于该上桥功率开关导通而感磁时所获得的能量传送到该功率变压器的一二次侧绕组，以产生该输出电源；当该输出电源低于一延迟阈值时，根据该输出电源，于该下桥切换信号中决定一段延迟期间，且于部分的延迟期间内，控制该上桥功率开关与该下桥功率开关都不导通，其中该延迟期间与该输出电源反相关。
16.以下通过具体实施例详加说明，会更容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其所实现的功效。
附图说明
17.图1a显示根据本发明的谐振半桥返驰电源供应器的一实施例示意图。
18.图1b显示根据本发明的谐振半桥返驰电源供应器的一具体实施例示意图。
19.图2显示对应于本发明的图1a所示的实施例的波形示意图。
20.图3显示根据本发明的一实施例的波形示意图。
21.图4显示根据本发明的一实施例的状态操作波形示意图。
22.图5显示了本发明的一次侧控制电路中，第一计时电路与ssw(柔性切换)脉冲产生电路的具体实施例示意图。
23.图6显示本发明的一次侧控制电路中，空滞时间产生电路的具体实施例示意图。
24.图7显示本发明的一次侧控制电路中，脉宽调制电路与上桥驱动电路的具体实施例示意图。
25.图8显示本发明的一次侧控制电路中，第二计时电路与下桥控制电路的具体实施例示意图。
26.图9显示本发明的一次侧控制电路中，延迟信号电路与第三计时电路的具体实施例示意图。
27.图10显示本发明的一次侧控制电路中，输出位准感测电路的具体实施例示意图。
28.图中符号说明
29.10：功率变压器
30.100：一次侧控制电路
31.101：脉宽调制电路
32.102：上桥驱动电路
33.103：下桥控制电路
34.104：输出位准感测电路
35.105：第一计时电路
36.106：ssw脉冲产生电路
37.107,107’：空滞时间产生电路
38.108：第二计时电路
39.109：延迟信号电路
40.110：第三计时电路
41.120：时序控制电路
42.1001：谐振半桥返驰电源供应器
43.20：谐振电容器
44.200：二次侧控制电路
45.210,220：开关
46.230：电容器
47.231,232,260：比较器
48.245：电流源
49.250：电容器
50.262,263：电阻器
51.265：晶体管
52.271：脉冲产生器
53.275：上桥开关驱动器
54.277：自举电容器
55.279：自举二极管
56.281,282,292：逻辑电路
57.291：开关
58.293：电流源
59.290：电容器
60.280：正反器
61.285：正反器
62.286：或门
63.288：下桥开关驱动器
64.297：比较器
65.30：上桥功率开关
66.300：半桥功率级电路
67.310：运算放大器
68.316：电阻器
69.311,312,315：镜像晶体管
70.320：正反器
71.330：定时器
72.325,340：比较器
73.350：正反器
74.40：下桥功率开关
75.410,420：运算放大器
76.411,412,415,421,422,431,432：镜像晶体管
77.430：比较器
78.416：电阻器
79.51,52,60：电阻器
80.70：同步整流开关
81.90：光耦合器
82.bst：丛发信号
83.hb：相位节点
84.hgnd：自举接地点
85.id：放电电流
86.im：感磁电流
87.io：输出电流
88.ip：一次侧开关电流
89.is：二次侧开关电流
90.n,m：匝数比
91.na：辅助绕组
92.np：一次侧绕组
93.ns：二次侧绕组
94.po：输出电源
95.pres：谐振切换脉冲
96.pssw：柔性切换脉冲
97.s1,s2,s3,s4,s5,s6,s56,s6tv：信号
98.sg：驱动信号
99.sh：上桥切换信号
100.sl：下桥切换信号
101.tdly：延迟期间
102.tds：去磁期间
103.tqv：准谐振周期
104.tsl,tw：使能期间
105.trh,trl：空滞时间
106.ts6：脉冲宽度
107.t5th,ts6a,tsla,tslb,tv：时段
108.vaux：辅助绕组相关信号
109.vc1,vc5：斜坡信号
110.vcs：电流检测信号
111.vfb,vcom,vcom’：反馈信号
112.vhb：相位节点电压
113.vin：输入电源
114.vlyn：信号
115.vna：辅助绕组信号
116.vo：输出电压
117.vt1a,vt1b,vt5a,vt5b,vth1,vth2：阈值
118.vv1～vvn：波谷
具体实施方式
119.本发明中的附图均属示意，主要意在表示各电路间的耦接关系，以及各信号波形之间的关系，至于电路、信号波形与频率则并未依照比例绘制。
120.图1a显示根据本发明的谐振半桥返驰电源供应器的较佳实施例示意图(谐振半桥返驰电源供应器1001)。谐振半桥返驰电源供应器1001包含形成半桥功率级电路300的上桥功率开关30和下桥功率开关40，其中上桥功率开关30和下桥功率开关40串联于输入电源vin与一参考电位之间。功率变压器10和谐振电容器20串联耦接于半桥功率级电路300的相位节点hb与输出电源po之间，其中上桥功率开关30与下桥功率开关40耦接于相位节点hb。功率变压器10包括一次侧绕组np，二次侧绕组ns和辅助绕组na。一次侧绕组np和二次侧绕组ns具有匝数比n。二次侧绕组ns和辅助绕组na具有匝数比m。一次侧控制电路100产生上桥切换信号sh和下桥切换信号sl，通过半桥功率级电路300来切换功率变压器10，以在功率变压器10的二次侧产生输出电源po。具体而言，一次侧绕组np于上桥功率开关30导通时感磁，且于上桥功率开关30转为不导通后，一次侧控制电路100于下桥切换信号sl中产生一谐振切换脉冲pres而导通下桥功率开关40时，通过谐振电容器20与一次侧绕组np，以谐振方式将感磁时所获得的能量传送到10的二次侧绕组ns，以产生输出电源po。电阻器60用以检测功率变压器10的一次侧开关电流ip来产生电流检测信号vcs。
121.在一实施例中，一次侧控制电路100响应于反馈信号vfb来产生上桥切换信号sh和下桥切换信号sl，反馈信号vfb则根据谐振半桥返驰电源供应器1001的输出电源po而产生。具体而言，二次侧控制电路200耦接至输出电源po，以产生反馈信号vfb，在一实施例中，反馈信号vfb通过光耦合器90耦合到一次侧控制电路100。二次侧控制电路200还用以产生在功率变压器10的去磁期间tds期间驱动同步整流开关70的驱动信号sg。绕组na在功率变压器10的切换期间产生辅助绕组信号vna，电阻器51、52进一步衰减该辅助绕组信号vna，以产生连接到一次侧控制电路100的辅助绕组相关信号vaux。
122.图1b显示根据本发明的谐振半桥返驰电源供应器中，一次侧控制电路100的一具体实施例示意图(一次侧控制电路100)。如图1b所示一次侧控制电路100包括脉宽调制电路101、上桥驱动电路102以及时序控制电路120。在一实施例中，时序控制电路120包括第一计时电路105、ssw(柔性切换)脉冲产生电路106、空滞时间产生电路107、107’、第二计时电路108、下桥控制电路103、延迟信号电路109、第三计时电路110以及输出位准感测电路104。
123.第一计时电路105用以根据相关于输出电源po的放电电流id而产生斜坡信号vc1。ssw脉冲产生电路106根据斜坡信号vc1而产生对应于柔性切换脉冲pssw的信号s1。空滞时间产生电路107产生信号s2以提供上桥功率开关30与下桥功率开关40切换之间的空滞时间。脉宽调制电路101与上桥驱动电路102用以根据例如反馈信号vfb与电流感测信号vcs决定了上桥切换信号sh的脉宽。空滞时间产生电路107’产生信号s4以提供上桥功率开关30与下桥功率开关40切换之间的空滞时间。第二计时电路108于信号s4所产生的空滞时间之后，产生斜坡信号vc5，下桥控制电路103根据斜坡信号vc5而决定信号s5的脉宽(对应于谐振切换脉冲pres)，且用以结合信号s1与信号s5而产生下桥切换信号sl。第三计时电路110用以根据辅助绕组相关信号vaux而决定一准谐振信号的波谷的时点。延迟信号电路109则整合
斜坡信号vc1、波谷的时点与信号s5而产生相关于延迟期间tdly的信号s6。输出位准感测电路104用以根据反馈信号vcom(对应于输出电流io的位准)而决定前述的放电电流id。
124.图2显示对应于本发明的图1a所示的实施例的波形示意图。当上桥切换信号sh被使能时(例如为高位准)，功率变压器10被感磁并产生感磁电流im，其中上桥切换信号sh的使能期间tw对应于上桥功率开关30的导通期间。当上桥切换信号sh被禁止时，功率变压器10被去磁，功率变压器10在去磁期间tds期间产生二次侧开关电流is。下桥切换信号sl的使能期间tsl与功率变压器10的去磁期间tds有关，其中下桥切换信号sl的使能期间tsl对应于下桥功率开关40的导通期间。下桥切换信号sl的使能期间tsl等于或长于功率变压器10的去磁期间tds，以避免功率变压器10操作于连续导通模式(ccm)。在功率变压器10的去磁期间tds期间，产生反射电压vx并被箝位在谐振电容器20中，其中vx＝nvo。
125.当上桥切换信号sh被禁止时(例如转为低位准)，可以接着使能下桥切换信号sl。当下桥切换信号sl被禁止时，上桥切换信号sh可以被使能。在上桥切换信号sh和下桥切换信号sl之间具有空滞时间，空滞时间trh和trl的时间长度相关于谐振周期，使得上桥功率开关30与下桥功率开关40各自于下次导通时可实现柔性切换(soft switching)，或者进一步实现零电压切换(zvs,zero voltage switching)。
126.图3显示根据本发明的一实施例的波形示意图。当输出电源po低于延迟阈值时，下桥切换信号sl包括延迟期间tdly。当输出电源po低于延迟阈值时，随着输出电源po的降低，延迟期间tdly会随之增加，且上桥切换信号sh的频率降低。需说明的是，前述“当输出电源po低于延迟阈值”，在一实施例中，可以指输出电源po的功率位准低于延迟阈值，或者，在另一实施例中，特别是在输出电压vo为固定的情况下，可以指输出电源po的电流位准低于延迟阈值。
127.如图3所示，当输出电源po低于延迟阈值时，下桥切换信号sl会分离为谐振切换脉冲pres和柔性切换脉冲pssw，且在谐振切换脉冲pres和柔性切换脉冲pssw之间产生延迟期间tdly，如图3所示，于延迟期间tdly内，下桥切换信号sl为低位准(禁止)，亦即下桥功率开关40控制为不导通。
128.于延迟期间tdly内，由于功率变压器10完成去磁，且上桥功率开关30与下桥功率开关40都控制为不导通，功率变压器10会与杂散电容产生准谐振，因此可于例如相位节点电压vhb或辅助绕组相关信号vaux上观察到准谐振的波形。在一实施例中，延迟期间tdly还根据一次侧控制电路100根据准谐振信号的一波形特征(例如波谷)的发生时点而决定，以使能下桥切换信号sl，以实现柔性切换或零电压切换。前述准谐振信号的波谷可对应于例如图3中相位节点电压vhb的波谷vv1～vvn中的任一个波谷，或者可根据输出电源po的位准而决定对应的波谷的序位，其中n为正整数。
129.下桥切换信号sl在准谐振信号的波谷(例如于vv4)处导通下桥功率开关40，以实现下桥功率开关40的柔性切换或零电压切换，由此减小下桥功率开关40的开关损耗。准谐振信号的准谐振周期tqv(如vv1～vvn中的任两个波谷之间的时间长度)，相关于功率变压器10的一次侧绕组np的电感值和半桥功率级电路300的杂散电容值有关，其中杂散电容与上桥功率开关30、下桥功率开关40和功率变压器10的寄生电容有关。
130.图4显示根据本发明的一实施例的状态操作波形示意图。下桥切换信号sl由信号s1和信号s5形成，在一实施例中，下桥切换信号sl由信号s1和信号s5的或逻辑运算而产生，
其中信号s1的使能期间对应于tslb。上桥切换信号sh对应于信号s3。在一实施例中，信号s3的脉冲宽度与反馈信号vfb和电流感测信号vcs的位准有关。信号s2的脉冲宽度确定空滞时间trh。信号s4的脉冲宽度确定空滞时间trl。信号s6的脉冲宽度ts6确定延迟期间tdly，其详细的关系容后详述，其中信号s6的脉冲宽度ts6包括第一时段ts6a和第二时段tv。
131.信号s1在信号s3的使能之前被使能，因此下桥切换信号sl的使能先于上桥切换信号sh的使能。如图4所示，在上桥功率开关30导通之前，下桥功率开关40导通，以对提供电源给上桥开关驱动器275的自举电容器(bootstrap capacitor)277充电(图7，容后详述)。
132.如图4所示，信号s2在信号s1的下降沿被使能，接着，信号s3在信号s2的下降沿被使能，信号s4在信号s3的下降沿被使能，信号s5在信号s4的下降沿被使能。
133.信号s6在信号s56的上升沿被使能，其中信号s56在信号s5结束之前产生，详言之，当信号s5被使能后，信号s56将在时段tsla之后产生(即斜坡信号vc5超过阈值vt5a的时点)，因此，在信号s6的开始与信号s5的结束之间存在重叠时段t5th。
134.斜坡信号vc1用以确定上桥切换信号sh和下桥切换信号sl的切换周期。斜坡信号vc1的充电时间(如图4所示的上升时间)确定信号s1的脉冲宽度。斜坡信号vc1的放电时间(如图4所示的下降时间)决定信号s6的第一时段ts6a，根据本发明，在一实施例中，斜坡信号vc1的放电时间反相关于输出电源po，换言之，当输出电流io愈低，第一时段ts6a则愈长。信号s6的第二时段tv相关于准谐振信号的周期和所对应的波谷序位(vv1～vvn)。
135.斜坡信号vc5用以确定信号s5的脉冲宽度并产生信号s56。信号s5的使能启动斜坡信号vc5的充电，亦即斜坡信号vc5自信号s5的上升沿开始上升。当斜坡信号vc5高于阈值vt5a时，使能信号s56。当斜坡信号vc5高于阈值vt5b时，信号s5的脉冲结束，其中阈值vt5b的位准高于阈值vt5a的位准。
136.在一实施例中，由于斜坡信号vc1的放电时间反相关于输出电源po，因此，当谐振半桥返驰电源供应器1001的输出电源po(例如输出电流io的位准)相对较高，使得斜坡信号vc1的放电时间短于重叠时段t5th时(如vc1中的数条虚线下降斜坡的实施例)，则信号s6的脉冲宽度ts6将短于重叠时段t5th(如s6中的数条虚线下降沿的实施例)，且信号s1将重叠与信号s5。因此，下桥切换信号sl在上桥切换信号sh的禁止期间将仅具有一个脉冲(如图2)。在一实施例中，当斜坡信号vc1的放电时间短于重叠时段t5th时，将不计时第二时段tv，亦即ts6等于ts6a。
137.另一方面，如果谐振半桥返驰电源供应器1001的输出电源po相对较低，使得斜坡信号vc1的放电时间长于重叠时段t5th(如vc1中的数条实线下降斜坡的实施例)，则下桥切换信号sl将被分离为谐振切换脉冲pres和柔性切换脉冲pssw(图4)，其中谐振切换脉冲pres和柔性切换脉冲pssw分别对应于信号s1和信号s5。
138.本实施例中，延迟期间tdly起始自信号s5的下降沿，其时间长度相关于时段ts6a，而于一实施例中，延迟期间tdly还包括第二时段tv。
139.由于信号s6的脉冲宽度ts6为延迟期间tdly的前身，因此，就一观点而言，信号s6的脉冲宽度ts6也可视为另一延迟期间，当延迟期间ts6a长于轻载阈值时段(对应于重叠时段t5th)时，在延迟期间tdly内，上桥功率开关30和下桥功率开关40都截止。需说明的是，本实施例中，延迟期间ts6等于轻载阈值时段(t5th)与延迟期间tdly之和。在一实施例中，轻载阈值时段(t5th)大于等于0。在轻载阈值时段(t5th)等于0的实施例中，延迟期间ts6重叠
于延迟期间tdly。此外，当延迟期间ts6a长于轻载阈值时段(t5th)时，延迟期间tdly才得以存在，亦即大于0。
140.此外，从一角度而言，在一实施例中，重叠时段t5th确定了前述的轻载阈值时段。
141.请同时对照图1b，以下图5～图10显示对应于图1b实施例的电路方块的更具体实施例示意图，图1b中的一次侧控制电路100可用以产生对应于前述的操作。
142.图5显示本发明的一次侧控制电路的一具体实施例，具体而言，图5显示了第一计时电路105与ssw(柔性切换)脉冲产生电路106的具体实施例示意图。请参阅图5，同时对照图1b与图4，第一计时电路105用以产生斜坡信号vc1，ssw脉冲产生电路106则用以产生对应于柔性切换脉冲pssw的信号s1。当信号s6被禁止时，充电电流ic通过开关210对电容器230充电而产生斜坡信号vc1的上升斜坡，当斜坡信号vc1的位准高于阈值vt1a时，比较器231使能信号s1，当斜坡信号vc1的位准高于阈值vt1b时，比较器232重置信号s1。信号s1的脉冲宽度相关于使上桥功率开关30实现柔性切换或零电压切换的需求，因此，充电电流ic与电容器230的电容值与阈值vt1a及vt1b可根据上述需求而决定。
143.当信号s6使能时，放电电流id通过开关220以对电容器230放电，在一实施例中，当反馈信号vcom低于阈值vth1时(如图10所示，对应于前述，输出电源po低于延迟阈值，容后详述)，放电电流id随着输出电源po的降低而降低。其中，反馈信号vcom的位准与反馈信号vfb的位准相关，在一实施例中，反馈信号vcom的位准与反馈信号vfb的位准正相关于输出电源po的输出电流io的位准。当反馈信号vcom低于阈值vth2时(如图10所示，对应于前述，输出电源po低于丛发阈值，容后详述)，产生丛发信号bst。在一实施例中，阈值vth2的位准低于阈值vth1，亦即丛发阈值低于延迟阈值。当信号s6使能时，丛发信号bst将禁止开关210、220并且禁止电容器230的充电和放电，因此，当产生丛发信号bst时，丛发时段包括在延迟期间tdly中，并且丛发时段将延长延迟期间ts6的时长，也同时延长了延迟期间tdly的时长。
144.图6显示本发明的一次侧控制电路中，空滞时间产生电路的具体实施例示意图(空滞时间产生电路107)，图6的空滞时间产生电路107例如对应于图1b中的107或107’。请参阅图6，同时对照图1b与图4，空滞时间产生电路107用以根据信号s1或s2而对应产生脉冲宽度分别为空滞时间trh或trl的信号s2或s4，其中电流源245的电流和电容器250的电容值决定了空滞时间产生电路107的时间常数，在一实施例中，空滞时间产生电路107的时间常数相关于功率变压器10的电感和杂散电容所致的谐振周期。
145.图7显示本发明的一次侧控制电路的一具体实施例，具体而言，图7显示了脉宽调制电路与上桥驱动电路的具体实施例示意图(脉宽调制电路101与上桥驱动电路102)。请参阅图7，同时对照图1b与图4，脉宽调制电路101用以产生上桥切换信号sh，反馈信号vcom是反馈信号vfb经由晶体管265所产生的位准移位信号，亦即反馈信号vcom正相关于反馈信号vfb，且二者相差一近于固定的位准差值。反馈信号vfb的位准与谐振半桥返驰电源供应器1001的输出电源po的位准成比例，如前所述，在一实施例中，反馈信号vfb的位准与输出电源po的输出电流位准io成正比。
146.信号s3受信号s2的下降沿所使能，于信号s3被使能后，脉冲产生器271用以决定信号s3的最小导通时间。电阻器262、263产生受衰减的vcom信号，即反馈信号vcom’。当电流感测信号vcs高于反馈信号vcom’时，比较器260禁止信号s3。
147.上桥驱动电路102中，信号s3通过上桥开关驱动器275产生上桥切换信号sh。请同时对照图1a与图1b，其中电源vdd在下桥功率开关40导通时，通过自举二极管279对自举电容器277充电，为上桥开关驱动器275在自举接地点hgnd的基础下，提供自举式电源，其中自举接地点hgnd耦接于前述的相位节点hb。
148.图8显示本发明的一次侧控制电路的一具体实施例，具体而言，图8显示了第二计时电路与下桥控制电路的具体实施例示意图(第二计时电路108与下桥控制电路103)。请参阅图8，同时对照图1b与图4，第二计时电路108用以产生斜坡信号vc5，下桥控制电路103用以产生信号s5和下桥切换信号sl。
149.第二计时电路108中，信号s4的下降沿通过逻辑电路281、280(正反器)、292控制开关291不导通，以使能电流源293对电容器290充电，以产生斜坡信号vc5的上升斜坡，信号s2则通过逻辑电路282、280、292控制开关291导通，以重置电容器290。详言之，正反器280根据信号s4的下降沿而产生信号sc5，信号s2的使能使信号sc5重置，信号sc5的使能将使电容器290开始其充电周期。电流源293的电流和电容器290的电容所确定的时间常数，相关于功率变压器10的去磁期间tds，换言之，这使得下桥功率开关40的导通期间相关于功率变压器10的去磁期间。当斜坡信号vc5的位准高于阈值vt5a时，比较器297生成信号s56。当斜坡信号vc5的位准高于阈值vt5b时，比较器295将信号s5重置。其中阈值vt5b的位准高于阈值vt5a的位准。如图4所示，阈值vt5b及vt5a的差值与斜坡信号vc5的上升斜率，决定了信号s56的脉冲宽度t5th，亦即对应于前述的轻载阈值时段，以及信号s5与s6的重叠时段t5th。
150.下桥控制电路103中，信号sc5的使能通过正反器285使信号s5使能，信号s5和信号s1经由或门286和下桥开关驱动器288产生下桥切换信号sl。
151.图9显示本发明的一次侧控制电路的一具体实施例，具体而言，图9显示了延迟信号电路与第三计时电路的具体实施例示意图(延迟信号电路109与第三计时电路110)。请参阅图9，同时对照图1b与图4，延迟信号电路109用以产生延迟信号s6，第三计时电路110用以产生信号vlyn。
152.延迟信号电路109中，信号s56通过正反器350使能信号s6。当斜坡信号vc1放电到低于阈值vt1a时，比较器340将产生信号s6tv，信号s6tv用以于以下数种条件下重置信号s6：(1)如果在s5处于启用状态时生成s6tv信号，则s6tv信号将立即重置信号s6。(2)如果在s5已处于禁止状态时生成s6tv信号，直到s6tv信号和vlyn信号同时使能为止才重置信号s6。或者(3)s6tv信号将启动定时器330(同时参阅第三计时电路110)。如果无法检测到准谐振信号的波谷(vv1-vvn)，则一旦定时器330期满，定时器330将使能信号vlyn，进而以如(2)的条件重置信号s6，换言之，定时器330为逾期定时之用。如图9所示，介于比较器340与正反器350的重置端之间的电路为实现上述操作的逻辑电路的一实施例。
153.第三计时电路110中，当在s6tv信号为使能的期间，辅助绕组信号vna的波形变为负值时，运算放大器310，电阻器316和镜像晶体管311、312、315耦合至辅助绕组相关信号vaux以产生信号vneg，用以示意辅助绕组信号vna为负值，其中正反器320用以根据前述方式产生信号vneg，信号s5用以重置信号vneg。当辅助绕组相关信号vaux高于一正阈值(如0.1v)并且信号vneg为使能时，比较器325将产生信号vlyn，其中信号vlyn示意辅助绕组信号vna的第n个波谷。需说明的是，在如图3的实施例中，导通下桥功率开关40较佳的时点为对齐辅助绕组信号vna的波峰(对应于vhb的波谷)，因此，在一实施例中，可于第三计时电路
110中，例如但不限于在产生信号vneg的信号路径上，加上适当的延迟电路，用以将信号vneg使能的时间点延迟例如二分之一准谐振周期tqv，而使导通下桥功率开关40的时点为对齐辅助绕组信号vna的波峰，以实现较佳的功效。
154.在一实施例中，第三计时电路110还包括状态电路360，用以闩锁比较器325的比较结果。
155.图10显示本发明的一次侧控制电路的一具体实施例，具体而言，图10显示了输出位准感测电路的具体实施例示意图(输出位准感测电路104)。请参阅图10，同时对照图1b、图4与图5，输出位准感测电路104用以产生相关于输出电源po的位准的放电电流id，同时也用以产生丛发信号bst。电流源425用以决定放电电流id的最大值，电流源435用以决定放电电流id的最小值。当反馈信号vcom低于阈值vth1时(即对应于前述输出电源po低于延迟阈值)，运算放大器410、420，电阻器416和镜像晶体管411、412、415、421、422、431、432所形成的电流控制子电路，会随着反馈信号vcom降低而减小放电电流id的值，这会使斜坡信号vc1的下降斜率降低，进而延长了前述的延迟期间。
156.此外，当反馈信号vcom低于阈值vth2(即对应于前述输出电源po低于丛发阈值)，比较器430就产生丛发信号bst，在一实施例中，比较器430可配置为具有迟滞电压的比较器。
157.以上已针对较佳实施例来说明本发明，但以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的权利范围。所说明的各个实施例，并不限于单独应用，也可以组合应用，举例而言，两个或以上的实施例可以组合运用，而一实施例中的部分组成也可用以取代另一实施例中对应的组成部件。此外，在本发明的相同精神下，使本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，举例而言，本发明所称“根据某信号进行处理或运算或产生某输出结果”，不限于根据该信号的本身，也包含于必要时，将该信号进行电压电流转换、电流电压转换、及/或比例转换等，之后根据转换后的信号进行处理或运算产生某输出结果。由此可知，在本发明的相同精神下，使本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，其组合方式甚多，在此不一一列举说明。因此，本发明的范围应涵盖上述及其他所有等效变化。