用于开关电源变换器中的功率开关晶体管的自适应栅极驱动的制作方法

1.本技术涉及开关电源变换器，并且更具体地讲，涉及具有用于功率开关晶体管的自适应栅极驱动的开关电源变换器。


背景技术：

2.在反激式变换器的操作期间，初级侧控制器控制连接到变压器的初级绕组的功率开关金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)的开关器件。该功率开关晶体管通常是nmos晶体管，该nmos晶体管具有连接到该初级绕组的漏极和接地的源极。在该功率开关接通之前，将漏极充电到(或高于)该初级绕组的输入电压。输入电压来自对交流干线电压的整流，该输入电压干线电压的交变周期内可超过100v。在功率开关晶体管完全接通的情况下，漏极电压被拉到地电位。在功率开关晶体管导通期间，功率开关晶体管的漏极因此经受较高的电压变化率(dv/dt)。该功率开关晶体管的漏极电压的这种快速变化可造成不受欢迎的电磁干扰(emi)。
3.为了减少由功率开关晶体管的开关所导致的emi，通常通过相对复杂的驱动电路来驱动功率开关晶体管，该驱动电路包括高压米勒电容器、双极结型晶体管、二极管和外部电阻。这些驱动电路部件增加了成本并占用了电路板空间。为了避免这种成本和复杂性，已知的办法采用简化的驱动电路来驱动功率开关晶体管，该办法将导通期间或过程分成具有不同驱动电阻的两个区间。在导通期间的第一区间，该栅极驱动器通过较高的驱动电阻来驱动该功率开关晶体管的栅极，以减小功率开关晶体管上的漏极至源极电压的dv/dt变化率。一旦漏极电压降到足够低，栅极驱动器就通过较低的驱动电阻驱动功率开关晶体管，以快速增加栅极电压并完全开通功率开关晶体管。
4.功率开关晶体管栅极的高电阻驱动和低电阻驱动之间的定时根据来自比较器的输出信号。该比较器可将功率开关晶体管的漏极至源极电压或栅极至源极电压与阈值电压进行比较。图1中示出了示例栅极驱动器100。该栅极驱动器100对连接到变压器的初级绕组l1的功率开关晶体管m1的栅极充电和放电，以控制该功率开关晶体管m1的开关。该栅极驱动器控制电路105响应于比较器110来调节用于驱动功率开关晶体管m1的栅极电压的驱动电阻，该比较器将功率开关晶体管m1的栅极电压与阈值电压进行比较。该栅极驱动器控制电路105通过较高的驱动阻抗对功率开关晶体管m1的栅极充电来开始该导通期间。该功率开关晶体管的栅极电压最终将上升到高于比较器110的阈值电压，使得比较器110确立了一个输出信号。如本文所用，无论逻辑约定是逻辑高还是逻辑低，当二进制信号在逻辑上为真时，都认为
″
确立
″
该二进制信号。响应于比较器确立该输出信号，栅极驱动器控制电路105通过较低的驱动阻抗对功率开关晶体管的栅极充电。该低驱动阻抗作用于功率开关晶体管的导通期间的剩余时间。
5.尽管栅极驱动器100避免了米勒电容器方法的复杂性和成本，但使用此类栅极驱动器导致功率开关晶体管导通期间的过长的延迟或持续时间。这么长的导通时间减少了有效占空比，这降低了重负载下的效率。此外，高阻抗驱动区间和低阻抗驱动区间之间的过渡
时间不是最佳的，这进而不利地延长了导通时间。
6.因此，在本领域中，需要开关电源变换器驱动电路中的功率开关晶体管具有较短的导通时间，同时保持较低的emi。


技术实现要素：

7.根据本公开的第一方面，提供了一种用于开关电源变换器中的功率开关晶体管的驱动控制电路，所述驱动控制电路包括：栅极驱动电路，所述栅极驱动电路被配置为通过可变栅极驱动电阻来驱动所述功率开关晶体管的栅极电压；以及自适应驱动控制电路，所述自适应驱动控制电路被配置为命令所述栅极驱动电路在功率开关晶体管导通期间的第一区间使用第一栅极驱动电阻，在所述功率开关晶体管导通期间的第二区间使用第二栅极驱动电阻，并且在所述功率开关晶体管导通期间的第三区间使用第三栅极驱动电阻。
8.根据本公开的第二方面，提供了一种调整用于开关电源变换器中的功率开关晶体管的所述栅极驱动电阻的方法，所述方法包括：在功率开关晶体管导通期间的初始区间，在所述功率开关晶体管的栅极电压小于第一阈值电压时，通过第一电阻对所述功率开关晶体管的栅极充电；响应于所述功率开关晶体管的所述栅极电压大于所述第一阈值电压而启动对最长持续时间的定时；在所述功率开关晶体管导通期间的第二区间在所述最长持续时间到期之前，通过第二电阻对所述功率开关晶体管的所述栅极充电。
9.根据本公开的第三方面，提供了一种开关电源变换器，所述开关电源变换器包括：电感器；功率开关晶体管，所述功率开关晶体管连接到所述电感器；以及栅极驱动控制电路，所述栅极驱动控制电路被配置为：在导通期间的第一区间通过第一电阻对所述功率开关晶体管的栅极充电，在所述导通期间的第二区间通过第二电阻对所述功率开关晶体管的所述栅极充电，并且在所述导通期间的第三区间通过第三电阻对所述功率开关晶体管的所述栅极充电。
10.通过阅读下面的具体实施方式，将会更全面地理解本发明的这些和其它方面。在结合附图阅读以下对具体示例性实施方案的描述时，其它方面、特征和实施方案对于本领域普通技术人员而言将变得显而易见。尽管可以相对于某些实施方案和以下附图讨论特征，但所有实施方案可以包括本文所讨论的有利特征中的一个或多个。换句话说，尽管可以将一个或多个实施方案讨论为具有某些有利特征，但根据本文所讨论的各种实施方案，也可以使用此类特征中的一个或多个。以类似的方式，尽管下文可以将示例性实施方案讨论为设备、系统或方法实施方案，但应当理解，此类示例性实施方案可以在各种设备、系统和方法中实现。
附图说明
11.图1示出了用于开关电源变换器中的功率开关晶体管的常规驱动电路。
12.图2示出了根据本公开的一个方面的具有改善的驱动电路的反激式变换器。
13.图3示出了根据本公开的一个方面的改善的驱动电路。
14.图4示出了根据本公开的一个方面的图3的改善的驱动电路的附加细节。
15.图5示出了图4的改善的驱动电路的一些操作波形。
16.通过参考以下具体实施方式来最好地理解本公开的实施方案及其优点。应当理
解，类似的附图标号用于标识附图中的一个或多个附图中示出的类似元件。
具体实施方式
17.本发明提供了一种改良了的用于开关电源变换器驱动控制电路。以下讨论将涉及反激式变换器具体实施，但应当理解，本文所公开的改良的驱动控制电路可有利地用于驱动任何合适的功率开关晶体管，诸如在buck降压变换器或boost升压变换器中。图2中示出了包括改善的驱动控制电路205的示例反激式变换器200。反激式变换器200包括变压器t，该变压器t具有初级绕组w1和次级绕组w2。在操作期间，驱动控制电路205对连接到初级绕组w1的功率开关晶体管m1的栅极充电，以在导通期间内开通该功率开关晶体管m1。该初级绕组w1还连接到承载整流输入电压(v_in)的输入电压端。当功率开关晶体管m1开通时，初级绕组电流开始流过初级绕组w1和功率开关晶体管m1接地。一旦达到期望的峰值绕组电流，初级侧控制器(未示出)就可控制驱动控制电路205以关断功率开关晶体管m1。如本文所用，“连接”是指诸如通过导电引线的直接电气连接或者是可通过居间元件诸如电阻或二极管的电气连接。
18.次级侧控制器u2控制连接在回路输出端口和次级绕组w2之间的同步整流(sr)开关晶体管。该sr控制响应于监控sr开关晶体管两端的漏极至源极电压(vds)。基于漏极至源极电压vds，sr控制器检测功率开关晶体管m1是否已断开，使得sr开关晶体管可接通以允许次级绕组电流流动并对由输出电容器c1支持的输出电压vout充电。
19.图3中更详细地示出了栅极驱动控制电路205。为了清楚说明，对应反激式变换器仅由初级绕组l1、功率开关晶体管m1和支持输入电压的输入电容器c1表示。调制控制电路300诸如用脉宽调制(pwm)控制信号来控制栅极驱动控制电路205，以产生功率开关晶体管m1的期望导通时间。调制控制电路300可以是初级侧控制器的一部分或次级侧控制器的一部分。如果调制控制电路300位于变压器的次级侧上，则pwm控制信号将跨接地隔离沟道诸如光隔离器传输。不管调制控制电路300位于何处，它都响应于对各种操作信号(诸如输出电压vout或输入电压vin)的反馈而生成pwm控制信号。
20.栅极驱动控制电路205包括自适应驱动控制电路305、栅极驱动电路315和栅极电压监控器310。栅极电压监控器310包括至少两个比较器将功率开关晶体管的栅极电压(vgate)与相应阈值电压进行比较。具体地讲，一个比较器使用较低的第一阈值电压vth1，在栅极电压升高到vth1时输出比较器输出信号vcomp1。类似地，第二比较器使用相对较大的第二阈值电压vth2，在栅极电压升高到vth2时输出比较器输出信号vcomp2。这样，从功率开关晶体管的导通延迟到导通结束，其间存在至少三个区间，本文将进一步解释。第一区间t1从导通延迟开始，直到栅极电压升高到vth1。第二区间t2从区间t1的结束开始，直到栅极电压升高到vth2(vth2大于vth1)。最终区间t3从栅极电压升高到高于vth2时开始，直到导通期间的结束。在另选的实施方案中，区间t2和t3之间的过渡可响应于定时器到期。该定时器可在区间t2启动时开始定时。或者，区间t2和t3之间的过渡可响应于首先发生的任何事件：栅极电压升高到高于vth2或者定时器到期。
21.栅极驱动电路315通过驱动阻抗驱动栅极电压，该驱动阻抗根据当前所处的区间t1、t2和t3而变化。在区间t1期间，栅极驱动电路315通过较低的驱动阻抗对栅极充电。但是在区间t2期间，栅极驱动电路315通过较高的驱动阻抗对栅极充电。最后，在区间t3期间，栅
极驱动电路315通过另一较低的驱动阻抗对栅极充电。在一些实施方案中，区间t1期间的驱动阻抗可大于区间t3期间的驱动阻抗。然而，在区间t1和t2期间使用的驱动阻抗在另选的实施方案中可以是相同的。不管区间t3期间的驱动阻抗是否小于或等于区间t1期间所用的驱动阻抗，区间t2期间的驱动阻抗可大于区间t1和t3中的任一者所用的驱动阻抗。但需注意，在必须向负载递送相对较大量的功率的临界导通操作模式期间增加驱动阻抗将是不可取的。区间t2中的驱动阻抗可因此与此类操作模式中的区间t1期间所用的驱动阻抗相同或甚至更低。
22.基于区间t1和t2的持续时间，自适应驱动控制电路305调整至少阈值电压vth1，使得包含了t1和t2的导通时间既不太长也不太短。如果导通时间太长，则有效占空比受到影响，使得重负载下的能量可能不足。相反，如果导通时间太短，则功率开关晶体管m1的漏极处的dv/dt电压变化率太大，使得产生过大emi。在一些实施方案中，自适应驱动控制电路305可基于t1/t2和t2/t3的比率来调节阈值电压vth1和vth2。例如，自适应驱动控制电路305可包括计数器，该计数器由时钟信号计时以在每个区间t1和t2中提供表示该区间的持续时间的计数。因此，比率t1/t2可以是在区间t1中确定的计数与在区间t2中确定的计数的比率。类似地，比率t2/t3可以是在区间t2中确定的计数与在区间t3中确定的计数的比率。此外，阈值电压也可响应于比率t1/t3而被调整。
23.图4中更详细地示出了栅极驱动控制电路205。栅极驱动电路315包括从第一个pmos晶体管p1到第n个晶体管pn的多个pmos晶体管，n是正整数。每个pmos晶体管的源极连接到电源电压端，并且漏极通过对应电阻连接到功率开关晶体管m1的栅极。例如，晶体管p1的漏极通过电阻z1连接到功率开关晶体管栅极，晶体管p2的漏极通过电阻z2连接到功率开关晶体管栅极，以此类推，使得第n个晶体管pn的漏极通过电阻zn连接到功率开关晶体管栅极。在一些实施方案中，电阻可以是概念性的，这些
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电阻
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可以是芯片内部电阻，也可以是晶体管的导通阻抗，。
24.为了产生低驱动阻抗，自适应驱动控制电路305可接通p1至pn全部(或大部分)的晶体管。驱动阻抗随着接通的晶体管数量的减少而增大。为了根据所处的区间为t1、t2或t3来控制相应的驱动阻抗，自适应驱动控制电路305可包括逻辑电路400。逻辑电路400可包括状态机、微控制器或微处理器。在操作期间，逻辑电路400响应于pwm控制信号，然后开通功率开关晶体管m1达期望的导通时间。对于大脉冲宽度，导通期间相对较长，而对于较小脉冲宽度，导通期间较短。该导通期间的开始可由来自时钟405的时钟信号协调。逻辑电路400根据栅极驱动信号g1至gn开通对应的p1至pn晶体管。如果这些晶体管的栅极驱动信号被充电至电源电压，则对应晶体管断开。当逻辑电路400将驱动信号接地时，对应晶体管接通。在另选的实施方案中，可使用电流源来控制功率开关晶体管m1在导通期间的驱动阻抗。
25.为了检测区间t1的结束，栅极电压监控器310包括将功率开关晶体管栅极电压与第一阈值电压vth1进行比较的第一比较器c1。当栅极电压升高到vth1时，比较器c1确立输出信号vcomp1。逻辑电路400还可被配置为定时器，用来自时钟源405的时钟信号以对最长持续时间进行定时。最长持续时间的到期将触发区间t2的结束，一旦最长持续时间超时，逻辑电路400就命令从区间t2过渡到区间t3。另选地(或与定时器结合)，第二比较器c2将功率开关晶体管栅极电压与第二阈值电压vth2进行比较也可以确定区间t2的结束。在一些实施方案中，区间t2的结束可通过由定时器设置的最长持续时间的到期或通过超过vth2的栅极
电压来确定，取决于哪种事件首先发生。当栅极电压升高到等于vth2时，比较器c2确立输出信号vcomp2。为了添加栅极电压波形的附加表征，栅极电压监控器310可包括附加比较器。例如，栅极电压监控器310可包括从比较器c1到产生第n个比较器输出信号vcompn的第n个比较器cn范围内的多个比较器。每个比较器将栅极电压与其自身的阈值电压进行比较，以然后确立其自身的比较器输出信号。以这种方式，逻辑电路400可对功率开关晶体管m1的栅极电压波形进行更精细的采样，以相应地调节t1和t2区间的持续时间。为了进行调节，逻辑电路400可包括响应于诸如来自时钟405的时钟信号而计数的计数器。因此，每个区间中的计数表示每个区间的持续时间。逻辑电路400然后可计算比率t1/t2、t2/t3和/或t1/t3，如前所讨论的。基于区间t1、t2和t3的持续时间，逻辑电路400命令可调节的电压基准410调节到比较器的阈值电压。
26.如mosfet领域中已知的，在功率开关晶体管m1的栅极至源极电压已经达到晶体管阈值电压之后，出现米勒平台期(miller plateau period)。漏极电压然后由于沟道导通而开始下降，这往往会通过功率开关晶体管m1的栅极至漏极寄生电容而将栅极电压拉得更低。栅极至漏极寄生电容是高度非线性的，使得其在漏极电压开始下降时相对较小，并且在漏极电压接近接地时量值增大。最终结果是栅极电压在米勒平台期间相对恒定，一旦栅极至漏极的电容放完电，该平台期就结束。然而，由于栅极至漏极寄生电容的非线性，漏极电压可在米勒平台结束之前充分放电。因此，在米勒平台结束之前，从区间t2过渡到区间t3是有益的。因此，使用定时器触发区间t2的结束有利于提高切换速度。
27.与常规使用栅极电压和阈值电压的比较以触发从相对较高驱动电阻的初始区间到相对较低驱动电阻的最终区间的过渡相比，请考虑本文所公开的改善的栅极驱动控制的优点。此类比较必须等待直到米勒平台已经结束，因为栅极电压在米勒平台期间相对恒定，因此直到米勒平台结束才会上升到高于常规固定阈值电压。但是如前所述，由于栅极至漏极寄生电容的非线性，大部分漏极电压降出现在米勒平台的初始区间。漏极电压的快速变化部分应被控制，以免产生过大emi。但漏极电压在米勒平台的最终区间变化相对缓慢，因为在初始区间漏极电压已经基本放电。因此，定时器的使用对于触发从区间t2过渡到区间t3(相对于增加切换速度但仍然降低emi)是非常有利的。
28.图5中示出了示例栅极驱动控制电路的一些操作波形。在区间t1开始之前，功率开关晶体管m1的栅极电压vgate接地，使得功率开关晶体管m1断开。功率开关晶体管的漏极电压vdrain等于此时的输入电压(假设不连续导通操作模式，其中功率开关晶体管开关足够慢，使得漏极电压的谐振振荡在区间t1开始之前已经消退)。当脉宽调制命令pwm确立，t1区间就开始了。栅极电压vgate然后在区间t1期间开始相对快速地上升，因为驱动电阻rg1相对较低。当栅极电压上升到第一阈值电压vth1，得第一比较器c1将确立输出信号vcomp1。当栅极电压超过第一阈值电压vth1，区间t2开始，在此期间驱动电阻rg2可相对较高。如前所讨论的，第一阈值电压的自适应调整使得米勒平台(vplateau)在区间t2期间开始。随后定时器到期，这在米勒平台结束之前触发区间t2的结束。在区间t3中，一旦米勒平台结束，栅极电压就开始再次快速上升以越过第二阈值电压vth2。在区间t3期间，驱动电阻rg3相对较低。区间t3继续，直到功率开关晶体管导通期间结束。再次参见图4，应当理解，栅极驱动电路315可包括下拉晶体管(未示出)，该下拉晶体管被接通以对功率开关晶体管栅极放电，从而结束功率开关晶体管导通时间。
29.如图5所示，三个驱动电阻rg1、rg2和rg3可各不相同。在一些操作模式期间，诸如在不连续导通模式期间，rg2可高于rg1和rg3。在一些实施方案中，rg1可大于rg3但小于rg2。功率开关晶体管m1的栅极驱动的自适应控制是相当有利的，在区间t1尽快地开通了沟道而增加了有效占空比。此外，区间t2不需要在扩展到整个米勒平台，但仍减少了emi。而且，阈值调整确保了在各种工艺条件和操作条件下将都具有优化的栅极驱动。
30.本领域的一些技术人员现在将意识到，在不脱离本公开的范围的前提下，可以对本发明的设备的材料、装置、配置和使用方法进行多种修改、替换和变化。鉴于此，本公开的范围不应限于本文所示和所述的具体实施方案的范围，因为它们仅作为其一些示例，而是应与下文所附权利要求书及其功能等同物的范围完全相称。