一种数字APFC电路及间接电流控制方法与流程

一种数字apfc电路及间接电流控制方法
技术领域
1.本发明属于大功率电源领域，具体涉及一种数字apfc电路及间接电流控制方法。


背景技术：

2.随着电源输出功率的不断提高，迫切需要减小其对电网的谐波污染，提高输入功率因数。目前，在大功率开关电源领域有源功率因数校正(apfc)电路得到了非常广泛的应用。apfc(active power factor correction，有源功率因数校正)电路能使输入电流实时跟踪输入电压正弦波形，从相位和波形上与输入电压保持同步，因而能够有效减小谐波电流干扰，提高电源的功率因数；同时采用高频开关变换方式，可有效提高电源的功率密度，并实现输出电压的稳定控制。在实际应用中，传统的apfc电路多采用模拟集成控制芯片来实现，由于模拟控制芯片外围电路参数固定，并且采用大量的分立元件，系统可靠性不高；受到分布参数、器件老化以及热漂移等因素的影响，易导致apfc输出性能下降；此外，模拟控制芯片只能实现简单的控制算法，控制灵活性较差，升级需要硬件配合改进，难以实现系统的更新和性能的进一步优化，产品升级换代困难。在电流控制策略上，多采用取样电阻、电流互感器等电流传感器进行电流采样，存在功率损耗大、取样精度低、取样波形畸变等问题，无法实现良好的电流跟踪控制。因此，需要采用新的控制方式提高apfc电路的性能。


技术实现要素：

3.针对现有技术中存在的上述技术问题，本发明提出了一种数字apfc电路及间接电流控制方法，设计合理，克服了现有技术的不足，具有良好的效果。
4.为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
5.一种数字apfc电路，包括浪涌电流抑制电路、整流电路、boost升压变换电路、输入电压检测电路、输出电压检测电路、零电流检测电路、驱动电路和数字控制电路；
6.浪涌电流抑制电路，被配置为用于抑制电源启动瞬间的输入浪涌电流，通过负温度系数热敏电阻限制输入电流，采用数字控制的分阶段电流限制方法对输入浪涌电流进行抑制；
7.整流电路，被配置为用于抑制交流线噪声，将正弦交流电转换成脉动直流电，获得馒头波电压vi，为后级boost升压变换电路供电；
8.boost升压变换电路，被配置为用于采用并联交错双管控制实现boost升压变换和功率扩展，完成功率因数校正和输出电压稳定控制；
9.输入电压检测电路，被配置为用于检测整流电路输出的馒头波电压vi，并将馒头波电压转换成适于数字控制电路的电平，进行a/d转换和数字处理；
10.输出电压检测电路，被配置为用于检测apfc电路的输出电压，并将apfc电路的输出电压转换成适于数字控制电路的电平，进行a/d转换和数字处理；
11.零电流检测电路，被配置为用于检测boost升压变换电路中升压电感器电流的过零点，并将该信号转换成数字信号，送入数字控制电路中进行处理；
12.驱动电路，被配置为用于将数字控制电路的输出信号进行缓冲放大，驱动boost升压变换电路中功率开关管的通断；
13.数字控制电路，被配置为用于根据采集的输入电压、输出电压和零电流信号，进行数字处理，输出控制信号，经驱动电路控制boost升压变换电路。
14.优选地，浪涌电流抑制电路，包括电阻r1、r32、二极管v10、mos管v9和继电器k1；
15.电阻r1的一端和继电器k1的3、4脚组成公共端连接至整流电路，电阻r1的另一端和继电器k1的2、5脚组成公共端连接至整流电路；电阻r32的一端和mos管v9的g极组成公共端连接至rly
‑
drv，电阻r32的另一端和mos管v9的s极连接至pg端；mos管v9的d极和二极管v10的阳极组成公共端连接至继电器k1的1脚；二极管v10的阴极和继电器k1的6脚组成公共端连接至+12vp电压。
16.优选地，整流电路，包括电容c1
‑
c3、电感l3和二极管v1
‑
v4；
17.电容c1的一端和电感l3的2脚组成公共端连接至l端，电容c1的另一端和电容c2的一端组成公共端g端，电容c2的另一端和电感l3的1脚组成公共端连接至n端；电容c3的一端连接至电感l3的3脚，电容c3的另一端和二极管v3的阳极以及二极管v4的阴极组成公共端连接至电感l3的4脚；二极管v1的阳极连接至二极管v2的阴极，二极管v1的阴极和二极管v3的阴极连接至vi端，二极管v2的阳极和二极管v4的阴极连接至pg端。
18.优选地，boost升压变换电路，包括电容c4
‑
c7、电感l1
‑
l2、二极管v5
‑
v6和和mos管v7
‑
v8；
19.电容c4
‑
c7的一端和二极管v5
‑
v6的阴极组成公共端连接至400v，电容c4
‑
c7的另一端和mos管v7
‑
v8的s极组成公共端连接至pg端；电感l1
‑
l2的一端和二极管v5的阳极组成公共端连接至vi端，电感l1的另一端与mos管v7的d极和二极管v6的一个阳极组成公共端连接至vl1端，电感l2的另一端与mos管v8的d极和二极管v6的另一个阳极组成公共端连接至vl2端；mos管v7
‑
v8的g极连接至驱动电路。
20.优选地，输入电压检测电路，包括电阻r2
‑
r5和电容c8；
21.电阻r2的一端连接至vi端，电阻r2的另一端连接至电阻r3的一端，电阻r3的另一端连接至电阻r4的一端，电阻r4的另一端和电阻r5的一端和电容c8的一端组成公共端连接至vd
‑
s端，电阻r5的另一端和电容c8的另一端连接至pg端。
22.优选地，输出电压检测电路，包括电阻r6
‑
r9和电容c9；
23.电阻r6的一端连接至400v，电阻r6的另一端连接至电阻r7的一端，电阻r7的另一端连接至电阻r8的一端，电阻r8的另一端和电阻r9的一端和电容c9的一端组成公共端连接至400v
‑
s端，电阻r9的另一端和电容c9的另一端连接至pg端。
24.优选地，零电流检测电路，包括电阻r10
‑
r21、电容c10
‑
c11和稳压二极管v11
‑
v12；
25.电容c10的一端连接至稳压二极管vl1端，电阻r10
‑
r12的一端组成公共端连接至电容c10的另一端，电阻r10
‑
r12的另一端、电阻r14的一端和稳压二极管v11的阳极组成公共端连接至电阻r13的一端，电阻r13的一端和电阻r15的一端组成公共端连接至vl1
‑
s端，电阻r15的另一端连接至电源+12vp，电阻r14的另一端和稳压二极管v11的阴极连接至pg端；电容c11的一端连接至vl2端，电阻r16
‑
r18的一端组成公共端连接至电容c11的另一端，电阻r16
‑
r18的另一端、电阻r20的一端和稳压二极管v12的阳极组成公共端连接至电阻r19的一端，电阻r19的一端和电阻r21的一端组成公共端连接至vl2
‑
s端，电阻r21的另一端连
接至电源+12vp，电阻r20的另一端和稳压二极管v12的阴极连接至pg端。
26.优选地，驱动电路，包括r22
‑
r30、电容器c12、二极管v13
‑
v14和模拟电路n1；
27.电阻r22的一端连接至pfm1端，电阻r23的一端连接至pfm2端，电阻r22的另一端和电阻r24的一端组成公共端连接至模拟电路n1的2脚，电阻r23的另一端和电阻r25的一端组成公共端连接至模拟电路n1的4脚，电阻r24
‑
r25的另一端、电容c12的一端和模拟电路n1的3脚组成公共端连接至pg端，电容c12的另一端和电阻r26的一端组成公共端连接至模拟电路n1的6脚，电阻r26的另一端连接至电源+12vp，电阻r27的一端和二极管v14的阴极组成公共端连接至模拟电路n1的5脚，电阻r28的一端和二极管v13的阴极组成公共端连接至模拟电路n1的7脚；电阻r27的另一端和电阻r29的一端组成公共端连接至mos管v8的g极，电阻r28的另一端和电阻r30的一端组成公共端连接至mos管v7的g极，电阻r29的另一端连接至二极管v14的阳极，电阻r30的另一端连接至二极管v13的阳极。
28.优选地，数字控制电路，包括电阻r31、电容c13
‑
c16、晶体g1和电路和微处理器d1；
29.电阻r31的一端和电容c14的一端组成公共端连接至数字电路d1的7脚，电阻r31的另一端连接至电源+3.3vp，c14的另一端连接至pg端，电容c13的一端和数字电路d1的9脚、24脚和48脚组成公共端连接至电源+3.3vp，电容c13的另一端连接至pg端，电容c15的一端和晶体g1的一端组成公共端连接至数字电路d1的5脚，电容c16的一端和晶体g1的另一端组成公共端连接至数字电路d1的6脚，电容c15
‑
c16的另一端连接至pg端，数字电路d1的13脚连接至vd
‑
s端，数字电路d1的15脚连接至400v
‑
s端，数字电路d1的30脚连接至vl1
‑
s端，数字电路d1的39脚连接至vl2
‑
s端，数字电路d1的17脚连接至rly
‑
drv端，数字电路d1的22脚连接至pfm2端，数字电路d1的28脚连接至pfm1端，数字电路d1的8脚、23脚和47脚连接至pg端。
30.此外，本发明还提到一种间接电流控制方法，该方法采用如上所述的数字apfc电路，具体包括如下步骤：
31.步骤1：采用输入电压检测电路，完成整流后馒头波电压vi的检测和电压适配，并进行a/d转换和数字处理；
32.步骤2：采用零电流检测电路，通过探测电感器感生电动势的变化趋势，间接实现boost升压变换电路中升压电感器的过零电流判定，并将该信号转换成数字信号进行处理；
33.步骤3：采用数字控制电路，根据采集的输入电压、输出电压和零电流信号，进行数字处理，使变换电路工作在临界导通控制模式下；在高频开关周期内，由iip＝vi*ton/l知，其中，iip为输入峰值电流，vi为输入电压瞬时值，ton为导通时间，当ton为固定值时，输入峰值电流正比于输入电压瞬时值，因此，通过控制半工频周期工作在恒定导通时间，实现输入电流良好的跟踪控制。
34.本发明所带来的有益技术效果：
35.1、采用数字控制方法实现功率因数的实时控制，在数字处理器内部通过软件实现硬件电路控制功能，可大大简化电路的复杂性。可利用软件系统的灵活性，不断修正和完善控制算法，实现更加先进的apfc控制效果和更全面的系统维护升级能力；
36.2、采用pfm临界导通模式间接电流控制方法，利用观测电压变化获取电感电流的过零点，进行下个开关周期的导通控制，以此实现输入电流的同步跟踪，因而功率开关管实现零电流导通，续流二极管实现零电流关断，可减小开关管导通损耗和二极管反向恢复电
流导致的开关损耗，并消除利用电流传感器进行直接电流控制引起的功率损耗和取样误差，有效提高电源的功率因数和转换效率；
37.3、采用并联交错双管控制方法，可有效降低电流纹波，减小电感器尺寸，提高功率输出等级；
38.4、采用动态调节方式，在轻载时系统进入单相模式工作，空载时系统进入间歇模式，可有效提升控制精度和转换效率；
39.5、采用定时自启动电路，设定最大开关周期，强制驱动功率开关管导通，以生成零电流检测电路所需的电流检测信号，避免初始状态和干扰过程中的电感零电流死锁现象，防止因过零电流检测异常导致系统进入零工作状态；
40.6、采用零点电压脉宽补偿技术，根据输入线电压的变化，动态补偿输入电压零点处的导通时间，显著降低交流零交越失真；
41.7、采用单周期控制技术，去除繁复的模拟乘法器电路，有效降低apfc控制的复杂度；
42.8、采用最高开关频率限制技术，可抑制输入电压零点处高开关频率导致的开关损耗，有效提高轻载和高输入电压状态下的转换效率。
43.本发明一种数字apfc电路及间接电流控制方法，采用全数字控制方式，可利用软件系统的灵活性，不断修正和完善控制算法，实现更加先进的apfc控制效果和更全面的系统维护升级能力；采用间接电流控制方法，可有效保证系统工作在临界电流导通条件下，消除电流直接取样引起的功率损耗，提高系统的功率因数和转换效率；采用并联交错双管控制方法，可有效降低开关管的电流应力，提高功率的输出等级；该发明相较于传统的apfc技术具有显著的优越性和创新性，使得apfc电路在控制的准确性、灵活性和可靠性等方面都有突破性的提高，有效提升了apfc电路功率输出等级和控制性能。
附图说明
44.图1是本发明的电路框图。
45.图2是本发明的实施原理图。
具体实施方式
46.下面结合附图以及具体实施方式对本发明作进一步详细说明：
47.结合图1，本发明的电路框图，本发明由浪涌电流抑制电路、整流电路、boost升压变换电路、输入电压检测电路、驱动电路、零电流检测电路、输出电压检测电路和数字控制电路组成。
48.浪涌电流抑制电路主要用于限制电源启动瞬间的输入浪涌电流。由于电源启动瞬间，对大容值输出电容器充电会产生输入浪涌电流，较大的浪涌电流可能会对整流电路造成损坏，甚至会使输入电压波形畸变而影响电流跟踪输入电压的能力，导致控制环路工作异常，引起系统调节出现振荡现象。为此，本发明采用数字控制的分阶段电流限制方法对输入浪涌电流进行抑制：在输入与整流电路之间串入负温度系数热敏(ntc)电阻，启动时由ntc限制输入电流，当电压上升至交流电压峰值时打开boost升压电路，采用软件软启动充电方式限制输入浪涌电流，通过设置较小的开关导通时间控制电流冲击，使输出电压缓慢
上升，直到输出达到设定值为止，以实现对输出电容器低功耗、软启动式充电，当输出电容器上电压超过交流电压峰值一定值后，再通过继电器将ntc旁路，以提高工作效率。由于软启动控制输出电压平稳变化，继电器吸合时输出电容器上电压值大于交流电压峰值，因而可有效抑制输入浪涌电流。
49.整流电路主要用于抑制交流线噪声和全波整流。本发明采用全集成磁芯结构构建emi滤波器，利用共模电感和共模电容器抑制交流线共模噪声，利用共模电感的漏感和差模电容器抑制差模噪声，可有效提高传导干扰抑制能力。采用功率二极管组成桥式全波整流器，将正弦交流电转换成脉动直流电，获得馒头波电压vi，为后级boost升压变换电路供电。
50.boost升压变换电路主要完成功率因数校正的高效率功率变换。本发明采用并联交错双管控制实现boost临界导通模式变换，利用自然交错方式，用两个高频开关管组成两相变换器单元完成boost升压变换，两相交错式独立运行，半工频周期都工作在恒定导通时间下的临界导通模式，因此可消除续流二极管的反向恢复损耗和开关管导通时瞬时冲击电流；通过选用参数一致的升压电感器，可实现良好的均流效果；采用双通道的功率级架构，可以使热量扩散在更多组件上，散热性能得到提升，同时降低开关器件的电流应力，减小输入电流纹波，可显著提高电路的功率等级；采用动态调节方式：在轻载时系统进入单相模式工作，仅保持一个变换器单元工作，另一个变换器单元停止工作。当负载继续降低进入空载状态时，系统跳入间歇工作模式，因而，可有效提升控制精度和转换效率。
51.输入电压检测电路完成整流电路输出的馒头波电压vi的检测，采用电阻分压和高频滤波的方式进行电压匹配和噪声抑制，将馒头波电压转换成适于数字控制电路的电平，送入数字控制电路，进行a/d转换和数字处理，以实现输入电流的低频波形跟踪输入电压vi波形，完成功率因数校正功能。
52.输出电压检测电路完成apfc电路输出电压的检测，采用电阻分压和高频滤波的方式进行电压匹配和噪声抑制，将apfc电路的输出电压转换成适于数字控制电路的电平，送入数字控制电路，进行a/d转换和数字处理，完成输出电压的稳定控制和软启动、输出过压保护等功能的控制。
53.零电流检测电路用于检测boost升压变换电路中升压电感器能量是否被完全释放。采用间接电流控制，通过采样升压电感器电压的变化情况实现其过零电流的判定，并将该信号转换成数字信号，送入数字控制电路中进行处理。当检测到升压电感器电流为零时，使功率开关管导通，开始进入一个新的开关周期，从而有效保证系统工作在临界导通模式下。由于取消了用电流传感器直接采样电流，可消除电流直接取样引起的功率损耗和检测误差，有效提高系统的转换效率和抗干扰能力；由于功率开关管实现零电流导通，续流二极管实现零电流关断，可有效降低功率损耗和电路噪声，有利于获得极小的电流畸变，提高系统的功率因数。
54.驱动电路主要将数字控制电路的pfm输出信号进行缓冲放大，以驱动功率开关管的通断，提高转换效率。本发明采用图腾柱式输出级的控制电路，具有较低的静态功耗和较大的输出电流和吸入电流能力，可显著提高驱动性能。
55.数字控制电路是数字apfc电路的核心，主要实现电压、电流信号的采集和功率电路的精确控制。本发明采用高性能微处理器设计数字控制电路，实现apfc的全部实时控制，将输入电压、输出直流电压等参量通过微处理器内置的a/d转换器进行数据采样，并完成数
字滤波、输入电压过零检测、电感电流过零检测、软启动输出、信号捕捉等控制功能，使用pid控制算法得到pfm输出信号，经驱动电路缓冲放大后控制boost升压变换电路的功率开关管，完成对输出电压的稳定控制和输入电流的跟踪校正。本发明采用动态调节方式，实现两相与单相、变频与间歇模式之间良好地切换，可在输入电压快速扰动或者负载瞬变的情况下，快速启动和关断pfm输出，进而优化系统的动态性能；采用定时自启动技术，设定最大开关周期，强制驱动功率开关管导通，以生成零电流检测电路所需的电流检测信号，避免初始状态和干扰过程中的电感器零电流死锁现象，防止因过零电流检测异常导致系统进入零工作状态；采用零点电压脉宽补偿技术，根据输入线电压的变化，动态补偿输入电压零点处的导通时间，从而显著降低交流零交越失真，提高功率因数校正能力；采用单周期控制技术，使用数字单周期的控制算法替代繁复的模拟乘法器电路，有效降低apfc控制的复杂度；采用最高开关频率限制技术，可抑制输入电压零点处高开关频率导致的开关损耗，有效提高轻载和高输入电压状态下的转换效率。
56.结合图2，本发明的实施例原理图，本实施例交流输入100vac
‑
264vac，输出电压为400v，输出功率2500w，功率因数0.99，转换效率99％，最大开机浪涌电流30a。
57.硬件设计上，主要进行以下设计：
58.1、零电流检测电路：通过间接电流控制方法实现升压电感器零电流检测，如图2所示，在半个工频周期内，v7工作在高频开关方式，以固定导通时间开始，在v7断开状态，由于电感器产生感生电动势，l1由v6续流向输出传递能量，此时vl1电压被钳位在400v，vl1
‑
s维持为高电平；当升压电感器l1的电流为零时,感生电动势消失，vl1的电位降低到与vi一致水平，通过c10放电迅速将vl1
‑
s拉低为低电平，实现l1的零电流检测，并触发下一个开关周期工作，以实现临界导通控制，完成功率因数校正。同样方法可实现l2的零电流检测和控制。
59.2、浪涌电流抑制电路：根据最大浪涌电流30a，设计电阻r1的冷态阻值为15ω，选用科敏的ntc电阻ntc15d20。
60.3、boost升压变换电路：根据输出功率等级，功率开关管v7、v8选用onsemi公司的高耐压mosfet晶体管fch104n60f，其vdss为650v，idss为36a；续流二极管v6选用st公司的高电压超快恢复二极管stth60l06cw，其vrrm为600v,i(av)为40a；为减小电路体积，同时降低开关管电流应力，升压电感器l1和l2的电感量设计为100μh。
61.4、数字控制电路：为完成快速采集处理信号和相应控制算法的计算，微处理器选择st公司的32位arm芯片stm32f051c芯片作为数字控制电路的核心，实现apfc全数字控制。
62.在控制软件上，主要进行以下设计：
63.1、浪涌电流抑制：开机启动阶段功率开关管导通时间设置为1.5μs，根据1、浪涌电流抑制：开机启动阶段功率开关管导通时间设置为1.5μs，根据可将软启动输入电流峰值控制在有效范围。
64.2、动态调节：开始以最小导通时间打开第一相变换器单元工作，若输出电压下降，则开启第二相工作；若两相都开启后，输出电压依然下降，则按照pid控制增加两相的相应导通时间。反之，当输出电压过高，先按照pid控制减小两相的相应导通时间，若减小至最小导通时间后输出电压依然上升，则先关闭第二相工作，若输出电压依然升高，则继续关闭第一相工作。这样，通过单相、变频模式切换，可有效提高控制精度。此外，在输入电压快速扰
动或者负载瞬变过程中，如果输出电压超过阈值电压，则快速关闭两相工作，在单个开关周期内进行控制，电路进入间歇控制模式，从而使系统可及时响应负载端的变化，实现良好的动态过压保护功能。
65.3、定时自启动：设定最大开关周期为100μs，当零电流检测电路在100μs时间内仍然未产生信号，则强制生成pfm输出信号，从而可防止因启动或过零电流检测异常导致系统进入零工作状态。
66.4、零点电压脉宽补偿：检测输入电压过零点，将过零点10度相位内导通时间动态增加10％
‑
20％，在其它时间内恢复为正常导通时间，因此可补偿在交流零交越谐波失真。
67.5、最高开关频率限制：将功率开关管最小导通时间设为1μs，由此可将最高开关频率控制在1mhz以内，可有效抑制输入电压零点处高开关频率导致的开关损耗。
68.综上所述，本发明电路和控制方法，具有控制方式简单灵活、硬件系统复杂度低等显著特点，能够实现高性能apfc的控制效果，使得电源系统在可靠性、稳定性和维护升级能力等方面都有突破性的提高，在大功率电源系统中具有较高的应用价值。
69.当然，上述说明并非是对本发明的限制，本发明也并不仅限于上述举例，本技术领域的技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改型、添加或替换，也应属于本发明的保护范围。