一种高频驱动放大器、高频功率转换电路和射频美容仪的制作方法

1.本申请涉及高频功率转换技术领域，尤其涉及一种高频驱动放大器、高频功率转换电路和射频美容仪。


背景技术：

2.对于一些如射频美容仪等设备，基于高频或超高频射频技术，需要产生高频或超高频信号。目前，这类设备常用的高频输出电路主要通过自激振荡和选频网络来实现的。但是这一电路设计，在实际使用过程中，会出现振荡电路持续处于起振状态，进而导致大功率管因空载而大量发热，不仅会降低设备的使用寿命，甚至还可能会造成安全隐患等。


技术实现要素：

3.本申请实施例提供一种高频功率转换器，包括：电感、电阻、第一功率管、第二功率管和二极管；
4.所述电感和所述电阻串联设置的一端连接所述第二功率管的第一信号端并且还用于连接供电电源，另一端分别连接所述第一功率管的第一信号端和所述第二功率管的控制端，所述第一功率管的第二信号端连接电压平台，所述第二功率管的控制端与第二信号端之间设有反向的所述二极管；
5.所述第一功率管的控制端用于接入高频驱动信号，所述第二功率管的第二信号端用于输出经过放大的高频驱动信号。
6.在一种实施例中，所述第一功率管和所述第二功率管均采用小功率nmos管，每个所述小功率nmos管的栅极、漏极和源极依次为对应功率管的控制端、第一信号端和第二信号端。
7.本申请的实施例提供一种高频功率转换电路，包括：两路驱动放大器和包含双功率管的功率转换器，每路所述驱动放大器采用上述的高频驱动放大电路；
8.所述两路驱动放大器用于接入两路互补的高频驱动信号并分别进行放大，得到互补的两路高频放大驱动信号；
9.所述功率转换器用于利用所述两路高频放大驱动信号驱动所述双功率管以进行功率转换，输出高频目标信号。
10.在一种实施例中，所述功率转换器包括板载变压器，所述板载变压器的原边绕组与所述双功率管连接，副边绕组用于输出所述高频目标信号。
11.在一种实施例中，所述板载变压器的等效漏感与寄生电容构成的等效电路呈感性并且产生的谐振频率与所述高频驱动信号的工作频率处于同一数量级。
12.在一种实施例中，所述双功率管包括第三功率管和第四功率管，所述第三功率管和所述第四功率管的控制端作为所述功率转换器的输入端；
13.所述板载变压器的原边绕组的一端连接所述第三功率管的第一信号端，另一端连接所述第四功率管的第一信号端，中间抽头用于接入所述双功率管的驱动电源；
14.所述第三功率管和所述第四功率管的第二信号端均接地。
15.在一种实施例中，所述第三功率管和所述第四功率管均采用大功率nmos管，每个所述大功率nmos管的栅极、漏极和源极依次为对应功率管的控制端、第一信号端和第二信号端。
16.本申请的实施例还提供一种射频美容仪，包括：控制器和上述的高频功率转换电路；
17.所述控制器产生两路互补的高频驱动信号；
18.所述高频功率转换电路用于对所述两路互补的高频驱动信号分别进行放大，得到互补的两路高频放大驱动信号，并利用所述两路高频放大驱动信号驱动所述双功率管进行功率转换，输出高频目标信号。
19.在一种实施例中，该射频美容仪还包括：前级放大电路，所述前级放大电路的输入端连接所述控制器，输出端连接所述高频功率转换电路的输入端；
20.所述前级放大电路用于对所述控制器输出的所述两路互补的高频驱动信号进行前级放大，并将经过前级放大后的两路高频驱动信号输入到所述高频功率转换电路进行再次放大。
21.本申请的实施例还提供一种高频探测设备，包括上述的高频功率转换电路。
22.本申请的实施例具有如下有益效果：
23.本申请实施例的高频驱动放大器包括电感、电阻、第一功率管、第二功率管和二极管；其中，电感和电阻串联设置，之后串联的一端连接第二功率管的第一信号端并且还用于连接供电电源，另一端分别连接第一功率管的第一信号端和第二功率管的控制端，第一功率管的第二信号端连接电压平台，比如地等，第二功率管的控制端与第二信号端之间设有反向的二极管，第一功率管的控制端用于接入高频驱动信号，第二功率管的第二信号端用于输出经过放大的高频驱动信号。该方案通过合理设置电感与二极管及两个功率管的位置，以利用电感能量储存与释放特性以及二极管的单向低阻导通与反向高阻抗特性，可以使得该高频驱动放大器的驱动输出有极快的上升沿与下降沿，同时还具备较大的电流带载能力，进而可提高后续的功率转换效率等。
附图说明
24.为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本申请的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
25.图1示出了本申请实施例的高频驱动放大器的一种结构示意图；
26.图2a和图2b分别示出了本申请实施例的一种用于测试的高频驱动信号的波形及测试点的电压波形；
27.图3示出了本申请实施例的高频功率转换电路的一种结构示意图；
28.图4示出了本申请实施例的高频功率转换电路中的功率转换器的等效模型；
29.图5示出了本申请实施例的射频美容仪的一种结构示意图；
30.图6示出了本申请实施例的射频美容仪的输出测试波形。
31.主要元件符号说明：
32.100
‑
高频驱动放大器；200
‑
高频功率转换电路；210
‑
驱动放大器；220
‑
功率转换器；310
‑
控制器；320
‑
前级放大电路；l
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电感；r
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电阻；q1
‑
第一功率管；q2
‑
第二功率管；d
‑
二极管；t
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变压器；q3
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第三功率管；q4
‑
第四功率管。
具体实施方式
33.下面将结合本申请实施例中附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。
34.通常在此处附图中描述和示出的本申请实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本申请的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本申请的范围，而是仅仅表示本申请的选定实施例。基于本申请的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
35.在下文中，可在本申请的各种实施例中使用的术语“包括”、“具有”及其同源词仅意在表示特定特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合，并且不应被理解为首先排除一个或更多个其它特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合的存在或增加一个或更多个特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合的可能性。
36.此外，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
37.除非另有限定，否则在这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本申请的各种实施例所属领域普通技术人员通常理解的含义相同的含义。所述术语(诸如在一般使用的词典中限定的术语)将被解释为具有与在相关技术领域中的语境含义相同的含义并且将不被解释为具有理想化的含义或过于正式的含义，除非在本申请的各种实施例中被清楚地限定。
38.实施例1
39.图1所示为本申请实施例的高频驱动放大器100的一种结构示意图。
40.示范性地，该高频驱动放大器100包括电感l、电阻r、第一功率管q1、第二功率管q2和二极管d，其中，电感l和电阻r串联设置，串联后的一端连接第二功率管q2的第一信号端并且还用于连接供电电源，串联后的另一端分别连接第一功率管q1的第一信号端和第二功率管q2的控制端；第一功率管q1的第二信号端连接电压平台，第二功率管q2的控制端与第二信号端之间设有反向的二极管d；第一功率管q1的控制端用于接入待放大的高频驱动信号，第二功率管q2的第二信号端则用于输出经过放大处理的高频驱动信号。其中，上述的电压平台主要是指电路中一些器件共用的参考电压，比如0v(地)，也可以是其他大小的电压，在此不作限定。
41.本实施例中，该高频驱动信号主要是指工作频率高达mhz及以上的脉宽调制(pwm)驱动信号。值得注意的是，该第一功率管q1和第二功率管q2均采用小功率管，这里所指的小功率管主要是功率小于1w左右的功率管，可以通过驱动芯片来直接驱动。若小功率管自身的导通及截止足够快，其输出的驱动信号将能够用于驱动大功率管。可以理解，上述的第一功率管q1和第二功率管q2可根据实际需求来具体选取，例如，可以采用mos管、氮化镓(gan)
等具有开关特性的器件。
42.在一种实施方式中，第一功率管q1和第二功率管q2均采用nmos管，这里以功率约为0.5w的小功率nmos管来举例说明。其中，各个小功率nmos管的栅极、漏极和源极依次为上述对应功率管的控制端、第一信号端和第二信号端，具体地，第一nmos管q1的栅极g用于接入待放大的高频驱动信号，漏极d连接串联设置的电感l和电阻r，源极s则接地；第二nmos管q2的漏极d用于接入供电电源，栅极g与二极管d的阴极连接，源极s与二极管d的阳极连接，源极s还用于输出放大后的高频驱动信号。
43.结合图1所示的电路，下面对高频驱动放大器100的工作原理作进一步说明。为了更好地测试该高频驱动放大器100中的信号变化情况，这里在第一nmos管q1的集电极处设置一个测试点t。图2a所示为一待放大的高频驱动信号的波形，其工作频率高达4.15mhz，幅值为3.92v。
44.当高频驱动信号输入为高电平时，此时满足第一nmos管q1的gs阈值电压开启条件，故第一nmos管q1导通，电感l储能，电流持续增加，此时的测试点t为低电平；同时，通过二极管d将驱动输出下拉为低电平。而当高频驱动信号输入变为低电平时，第一nmos管q1关闭，电感l释放能量，使得第二nmos管q2的栅极电压快速升高，当其栅极与源极之间的压差大于第二nmos管q2的gs阈值电压时，第二nmos管q2导通，此时驱动输出为该高频驱动放大器100的供电电压，用于驱动后级的功率转换电路。
45.可以理解，当第一nmos管q1截止时，电感l将释放能量给第一nmos管q1的寄生输出电容coss及第二nmos管q2的寄生输入电容ciss进行充电，使得第二nmos管q2快速导通。测试点t的电压即为电感l释放能量时给电容充电的电压，其测试波形如图2b所示，从波形的上升沿可以看出，电感l有明显的对电容充电的过程。可知，由于电感l的感应电动势的存在，使得输出的驱动信号能够获得极快的上升沿。
46.此外，针对本实施例的高频驱动放大器100，还具有以下几个特点：第一点，由于第二功率管q2的控制端受到电感l的感应电动势的影响，能获得比供电电压高得多的电压，因此保证了第二功率管q2的饱和导通，进而提高了效率。第二点，反向设置的二极管d位于第二功率管q2的控制端(g极)和驱动信号输出端(s极)之间，使得两个功率管q1和q2的导通与截至互为充要条件，即保证一个导通另外一个必然截至，这样可以避免同时导通，提高效率。第三点，二极管d导通时的低阻抗保证了驱动输出获得快速的下降沿；不仅如此，利用二极管d反向截止时的高阻抗特性，保障了第二功率管q2自身被驱动的速度，进而实现驱动输出获得快速的上升沿。另外，由于q2导通时是用供电电压vcc直接给后级的功率管驱动的，因此具备较大的电流带载能力。
47.本实施例的高频驱动放大器通过合理设置两个小功率管与电感及二极管等的连接关系，利用电感能量储存与释放特性以及二极管的单向低阻导通与反向高阻抗特性，可以使得该高频驱动放大器的驱动输出有极快的上升沿与下降沿，提高了效率。同时，由于是利用供电电压直接给后级驱动的，驱动输出还具备较大的电流带载能力。另外，由于高频驱动信号本身功率较小，通常占整个电路功率不到1％，所以该高频驱动放大器并不会明显增加功耗，进一步保证了较高的效率。
48.实施例2
49.图3所示为本申请实施例的高频功率转换电路200的一种结构示意图。
50.示范性地，该高频功率转换电路200包括两路驱动放大器210和功率转换器220，其中，每路驱动放大器210可采用上述实施例1的高频驱动放大器100来实现，功率转换器220主要包含用于进行功率转换的两个功率管q3和q4(也称双功率管)和变压器t。
51.本实施例中，该两路驱动放大器210用于接入两路互补的高频驱动信号并分别进行放大，得到互补的两路高频放大驱动信号。可以理解，即每路驱动放大器210被配置为输入一路驱动信号，而输入的这两路驱动信号呈互补关系。
52.例如，第一路驱动放大器210中的第一功率管q1导通，电感l储存能量，第二功率管q2截至，二极管d将驱动输出拉为低电平；与此同时，第二路驱动放大器210中的第一功率管截至，电感释放能量，二极管反向截至，第二功率管导通，驱动输出为高电平。
53.在实际使用过程中，这两路互补驱动信号还应当考虑合理的死区时间。可以理解，本实施例的驱动放大器210对应于上述实施例1的高频驱动放大器100，上述实施例1中的可选项同样适用于本实施例，故在此不再重复描述。
54.本实施例中，功率转换器220用于利用得到的上述两路高频放大驱动信号来驱动双功率管以进行功率转换，即两路互补的驱动信号使得双功率管交替导通以实现功率转换，最终输出所需的高频目标信号。
55.示范性地，该双功率管为第三功率管q3和第四功率管q4，第三功率管q3和第四功率管q4各自的控制端作为功率转换器220的输入端，变压器t的原边绕组的一端连接第三功率管的第一信号端，另一端连接第四功率管的第一信号端，中间抽头用于接入功率管的驱动电源；第三功率管q3和第四功率管q4各自的第二信号端均接地；而变压器t的副边绕组则用于输出所需的高频目标信号。
56.其中，上述的双功率管主要为大功率管，这里所指的大功率管主要是指功率大于10w左右的功率管。可以理解，这两个大功率管q3和q4可根据实际需求来具体选取，例如，可以采用mos管、氮化镓(gan)等具有开关特性的器件。在一种实施方式中，如图3所示，第三功率管q3和第四功率管q4均采用大功率的nmos管，其中，每个大功率nmos管的栅极、漏极和源极依次为对应功率管的控制端、第一信号端和第二信号端。
57.值得注意的是，本实施例的变压器t将优先采用板载式变压器设计。所谓的板载式变压器也称为平面变压器，与传统的立体式变压器不同的是，此时变压器的绕组可通过pcb(印刷电路)走线实现，而磁芯可采用扣接的方式设置在pcb板上。当然，除了印刷电路(pcb)型外，板载变压器也可根据实际需求来选取其他类型的工艺来设计，如厚膜型、薄膜型或亚微米型等，在此并不作限定。
58.以pcb型为例，在实际电路中，进行板载变压器设计时，可通过设置合理的走线及层数来获得所需的寄生电容及漏感，来进一步利用变压器t的漏感与寄生电容的谐振振荡来提高功率转换效率。
59.这里将上述的功率转换器220转化为等效模型，以便于计算及分析具体的寄生电容和漏感。如图4所示，leq为板载变压器t的原边绕组的漏感加副边绕组的反射漏感的等效漏感，ceq为寄生电容加副边绕组的反射寄生电容的等效寄生电容，r1和r2分别为输入等效电阻和输出等效电阻。可知，通过调节等效漏感leq与寄生电容ceq的大小，可以使系统呈现感性，同时使得构成的lc电路的谐振频率与工作频率处于同一数量级，这样可以实现将lc谐振信号叠加到变压器t的输出信号上，从而获得比理想变压器t的功率转换高数倍的输出
峰峰值电压。
60.例如，在一种实施方式中，该pcb使用4层板结构，其原边绕组处于顶层与底层，副边绕组处于第二、三层，并且原边绕组和副边绕组在不同层走线时基本重合，这样可以增加寄生电容，同时磁芯开设有足够的气隙，以增加漏感。可以理解，由于走线和气隙都是可控的，因此能够实现稳定量产。
61.对于功率转换而言，影响转换效率的两个因素主要包括功率管的损耗以及变压器的相关损耗，本实施例中，对于功率管的开关损耗和导通损耗，通过利用具有较强带载能力的驱动放大器210来驱动大功率管，可以提高大功率管的转换效率。而对于板载变压器t，由于板载变压器t会产生漏感和寄生电容，为了降低板载变压器t带来的损耗，本实施例通过利用板载变压器t的漏感与寄生电容产生呈感性的谐振振荡，并将其叠加到板载变压器t的输出波形上，可以获得高的峰峰值电压。可以理解，通过合理设计变压器t的漏感和寄生电容，将板载变压器t的漏感和寄生电容的能量都转化为输出，不仅仅是减少板载变压器t的损耗，而是进一步大大提高了电路的转换效率。
62.相比现有的高频转换效率而言，本实施例的高频功率转换电路200可以在实现高频信号输出的前提下，实现极高的转换效率。并且，由于采用的是板载变压器t设计，还便于实现体积小型化等设计。本实施例的高频功率转换电路200可运用于多种场合，可包括不限于包括射频美容仪等医美或医用设备。
63.图5所示为一种射频美容仪的结构示意图。示范性地，该射频美容仪包括控制器310和上述的高频功率转换电路200，其中，控制器310将用于产生两路互补的高频驱动信号；高频功率转换电路200将用于对这两路互补的高频驱动信号分别进行放大，得到互补的两路高频放大驱动信号，进而利用这两路高频放大驱动信号来驱动双功率管进行功率转换，从而输出所需的高频目标信号。
64.可以理解，上述的控制器310可采用一些微控制器(mcu)芯片来实现，考虑到若直接利用mcu芯片来驱动高频功率转换电路200，这类mcu的成本高昂，选择空间往往受限，对此，该射频美容仪还将设置一级放大单元来增加mcu输出的高频驱动信号的驱动力，同时还可降低设计成本等。
65.示范性地，如图5所示，该射频美容仪还可包括前级放大电路320，其中，前级放大电路320的输入端连接控制器310，输出端连接高频功率转换电路200的输入端。该前级放大电路320可用于对控制器310输出的两路互补的高频驱动信号进行前级放大，并将经过前级放大后的两路高频驱动信号输入到高频功率转换电路200进行再次放大，并最终得到高频目标信号。在一种实施方式中，该前级放大电路320主要由驱动芯片构成。可以理解，通过利用普通的mcu加上驱动芯片来替代专用的mcu芯片，可以大大降低成本，并且可选择的芯片类型也更多。
66.为了射频功率作用到真皮层胶原纤维，且能达到去皱抗衰的目的，除了产生高频信号外，输出的电压峰峰值也需要高达80v；为达到医美效果，其工作频率范围需要不低于4mhz。通过基于上述的高频功率转换电路200设计得到的射频美容仪则可以很好地满足上述诸多需求。
67.目前，现有的利用自激振荡实现的医美射频美容仪的转换效率不到10％，而经实际测试可知，本实施例的射频美容仪的整个转换损耗约为0.3w，转换效率高达85％，如图6
所示。本实施例的射频美容仪采用了上述的功率转换电路后，转换效率将得到极大地提高。此外，该射频美容仪还具有体积小等特性，实现了医美射频美容仪的小型化和家用化，这将推动物理护肤行业的进一步发展。
68.除了运用于上述的射频美容仪中，本实施例的高频功率转换电路200还可运用于如基于高频或超声波技术的医用治疗、工业探测以及高频功率转换等设备中。示范性地，本申请实施例提出一种高频探测设备，其中，该高频探测设备包括上述的高频功率转换电路200。例如，对于医用设备，该高频探测设备可以是超声波设备(如移动便捷式彩超等)；对于工业用设备，可以是用于建筑材料检测的超声探测设备等；对于高频功率转换设备，其可以是各种需要高频驱动功率管的设备，如电机的驱动，电动车、高铁等诸多设备等，这里不再一一列举。
69.以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。