一种DC-DC变换器及其控制策略

一种dc
‑
dc变换器及其控制策略
技术领域
1.本发明属于低压直流配网用dc/dc变换器控制与调制领域，特别涉及一种基于模块化多电平变换器和级联h桥的mvdc新型dc
‑
dc变换器。


背景技术：

2.随着经济的发展，资源短缺问题和环境恶化的压力已经开始突出。因此，绿色和可持续能源的大规模开发势在必行。水，风，光和地热等新的可再生能源的应用是实现环境保护和可持续经济发展的唯一途径。对于可持续的分布式能源，直流配电系统可以更好地获取和吸收电能。
3.直流电源转换技术已成为业界研究的热点，在当前适用于高压和大功率应用的直流变换器拓扑中，基于输入串联输出并联isop结构的直流变换器拓扑是研究最多，最成熟的拓扑。整个直流变换器由独立的dc/dc变换器组成。一方面，每个变换器在输入侧串联连接，以承受中压直流输入侧的高电平电压。另一方面，通过输出侧的并联连接，它可以在低压侧平均分配巨大的功率和电流。dc/dc变换器最常用的拓扑是双有源桥dab变换器，它具有dc
‑
dc电压转换和双向能量传输的功能。变换器的两侧通过高频变换器hft进行电隔离。具有这种结构的dc变换器的主要问题是，能量在总线与总线之间传输时，需具备较大功率容量，单个变换器容量有限且存在功率开关电压应力的限制，不能满足系统功率需求。


技术实现要素：

4.为了解决现有技术中存在的问题，本发明的目的是提供一种基于模块化多电平变换器和级联h桥的mvdc新型dc
‑
dc变换器及其控制策略，实现直流变换器结构及其控制策略的可行性。
5.为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是，一种dc
‑
dc变换器，包括m个变压器，所述变压器的中压侧与mmc连接，低压侧与m个级联的h桥连接；所述mmc包括两个并联的臂对，每个臂对由上下两个桥臂串联而成，每个桥臂包括n个中压侧直流变换器子模块，所述m个h桥的输入端串联，输出端并联。
6.进一步的，mmc的输出端口和m个变压器之间连接有辅助电感。
7.进一步的，多个中压侧直流变换器子模块间采用交错工作方式。
8.进一步的，子模块为半桥子模块。
9.进一步的，桥臂中包括一个与子模块串联的缓冲电感。
10.进一步的，h桥的输出端并联有电容。
11.上述的变换器的控制策略，包括以下步骤：
12.步骤1，根据中压侧电压等级和开关器件的耐压能力，确定mmc一个桥臂的半桥子模块的数目n，选择中压侧半桥子模块igbt的器件型号；
13.步骤2，将中压侧每一相中的上、下桥臂组成一个臂对，给中压侧两个臂对设置相位相反的调制波，对于一个开关周期，每一个载波控制一个子模块的触发，根据一个臂对内
子模块的数目设置载波数目；
14.步骤3，根据中压侧交流等效电压波形谐波畸变率大小、该dc
‑
dc变换器的功率传输能力大小、功率传输效率以及器件可以耐受的额定电压或额定电压/电流变化率的要求，确定中压侧交流等效电压波形为等距阶梯波还是不等距阶梯波，等距载波移相控制产生等距阶梯波，不等距载波移相控制产生不等距阶梯波，从而确定采用等距载波移相控制还是不等距载波移相控制，确定同一臂对中子模块的投切顺序，进而确定载波与子模块的对应关系，对于中压侧一个桥臂有n个子模块的dc
‑
dc变换器，中压侧交流等效输出电压的电平数是2n+1。
15.进一步的，采样低压侧输出电压的电压值，与标准值作差，通过pi调节器产生信号，将该信号反馈给臂对的调制波，对中压侧的开关特性进行调制，实现负反馈作用。
16.与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果：
17.当能量在不同的母线之间传输时，需要一个大的功率容量。单个变流器的容量和功率开关的电压应力是有限的，不能满足系统的功率需求。将多个10
‑
100kw功率等级变换器通过模块化组合形式以输出并联op结构实现扩容，可以有效提升功率容量，降低功率管应力，增强系统冗余能力。若各模块调制信号间采用交错移相控制方式，还能进一步减小系统电流纹波和滤波元件的设计参数。
18.对于低压侧单个直流变换器模块，运行时的功率较低，有利于高频功率开关器件的使用，从而减小隔离变压器的体积，降低成本；而多个直流变换器模块的串、并联组合，使得提高整个组合直流变换器的功率等级实现更为简单，有利于变换器的扩容；多个直流变换器模块间采用交错工作方式，可以减小输出纹波，进而减小变换器中滤波器的容量、体积，提高动态响应速度；由于所有模块同时出现故障的概率很低，故而整个直流组合变换器系统的可靠性相对较高；同时，方便引入一定的冗余模块来进一步提高系统的可靠性。
19.采用一种基于mmc和级联h桥的结构用于中低压直流配电网。该结构的中压侧通过mmc承受中压电平的电压，提高了设备的可靠性。低压侧通过多个级联的h桥串联在交流侧，以适应低压总线电压和更大的电流。
20.本发明提供的控制策略，通过使用载波移相控制，调节子模块的投切顺序以及开关时序，从而调节中压侧交流输出等效电压，以改变传输功率的能力，提升能量传输效率，提高控制灵活性。
附图说明
21.图1为本发明的基于mmc和h桥混合结构的直流变换器拓扑；
22.图2为中压侧采用cps
‑
pwm控制的基于mmc和h桥混合结构的直流变换器拓扑示意图；
23.图3为拓扑结构等效电路；
24.图4为单相mmc；
25.图5为相等的cps
‑
pwm控制下，sm的载波、参考波形和投切顺序的配置；
26.图6为不相等的cps
‑
pwm控制下，sm的载波、参考波形和投切顺序的配置；
27.图7为中压侧和低压侧的交流等效输出电压的配置。
具体实施方式
28.下面结合附图和具体实施方式对本发明做进一步说明。
29.如图1所示，基于模块化多电平变换器(mmc)和级联h桥的dc
‑
dc变换器结构，用于中低压直流配电网，中压侧采用mmc端口，低压侧采用级联h桥结构，中压侧由两个臂对并联组成，每个臂对由上下两个桥臂串联而成，每个桥臂由n个半桥子模块和缓冲电感构成，中压侧的输出端口经过辅助电感l3和m个变压器连接，变压器与低压侧h桥连接，低压侧由m个h桥采用输入串联输出并联结构级联而成。该结构的中压侧通过mmc承受中压电平的电压，提高了设备的可靠性。低压侧通过多个级联的h桥串联在交流侧，以适应低压总线电压和更大的电流。该结构的中压侧通过mmc承受中压电平的电压，提高了设备的可靠性。低压侧通过多个级联的h桥串联在交流侧，以适应低压总线电压和更大的电流。
30.图2为图1的特殊情况，子模块数目为4，低压侧端口数目为2。如图2所示，基于mmc的中压侧采用载波移相脉冲宽度调制(cps
‑
pwm)方法产生阶梯波形进行功率传输。如果中压侧和输出端口1之间的相位位移与中压侧和输出端口2之间的相位位移相同，则输出端口之间不存在能量交换，中压侧无法向低压侧传输功率，在此状态下变换器无法工作，故输出端口1与输出端口2之间需有一定的相位位移。基于mmc的输入侧和基于级联h桥的一个输出端口组成了dc
‑
dc变换器，mmc由两个不同的桥臂对组成，分别表示为a桥臂对和b桥臂对。每个桥臂对包含两个不同的桥臂，一个桥臂上有4个子模块sm，直流侧分为两部分，每部分的电压值为v
dc
/2，v
dc
为中压侧直流输入电压，其中直流侧的中点电位为零。
31.图2的拓扑结构等效电路如图3所示，通过采用cps
‑
pwm控制，中压侧的交流等效输出波形为九级阶梯波，低压侧的交流等效输出波形为方波。通过调整中压侧交流电压v
ab
和低压侧交流电压v
cd
或v
ef
之间的相位位移，可以控制功率传输的大小和方向，v
ef
为低压侧输入交流等效电压。
32.忽略缓冲电感l
upper
‑
a
、缓冲电感l
upper
‑
b
、缓冲电感l
lower
‑
a
、l
lower
‑
b
两端的电压，mmc在中压侧的输出电压v
h1
主要由上臂电压v
upper
和下臂电压v
lower
共同决定。通过采用cps
‑
pwm控制，交流输出阶梯波形的基本特性取决于子模块sm的投切顺序。
33.本发明提供的控制策略,包括载波等距的cps
‑
pwm控制和载波不等距的cps
‑
pwm控制。通过使用载波移相控制，调节子模块的投切顺序以及开关时序，从而调节中压侧交流输出等效电压，以改变传输功率的能力，提升能量传输效率，提高控制灵活性。
34.图6显示了调制波，载波和子模块投切序列之间的配置，对于mmc单相，上臂和下臂的参考波形是反相的。然而，上臂和下臂之间的相移为零。上臂和下臂之间的子模块投切顺序也不同。
35.交流等效输出电压为九级阶梯波形，整个cps
‑
pwm控制的子模块投切从下臂开始，投入顺序从sm5到sm8，上臂的投入从sm1到sm4开始。假设所有的电容电压都很平衡，电容电压表示为v
c
，那么mmc的最大输出电压和最小输出电压分别为2v
c
和
‑
2v
c
，可以得出mmc在中压侧的输出电压v
h1
＝v
a
‑
v
b
，载波之间的相移角是相等的，v
a
为a桥臂对参考电压，v
b
为b桥臂对参考电压。
36.不同输出电压水平之间的时隙始终保持一致，为了减少总谐波失真(thd)，应该增加最高输出电压水平的时隙，由于子模块的投切顺序保持不变，sm8和sm1的载波之间的相移角扩大，而其他载波之间的相移角减少并保持不变，根据该dc
‑
dc变换器的结构特点，可以
得出关于低压侧输出电压v
h2
：v
h2
＝v
cd
+v
ef
。
37.根据中压侧交流等效电压波形谐波畸变率大小、该dc
‑
dc变换器的功率传输能力大小、功率传输效率以及器件可以耐受的额定电压或额定电压/电流变化率的要求，来确定中压侧交流等效电压波形为等距阶梯波还是不等距阶梯波，从而确定采用等距载波移相控制还是不等距载波移相控制，等距载波移相控制产生等距阶梯波，不等距载波移相控制产生不等距阶梯波。载波等距时子模块的载波配置，参考波形和投入顺序如图5所示。图5中，v
a
为a桥臂对参考电压，v
b
为b桥臂对参考电压，采用脉冲宽度调制，三角波为载波，正弦波为调制波，正弦波调制波与不同的三角波载波之间的相互比较会产生对应的高低电平，从而决定半桥子模块的开通与关断，每一个载波对应一个子模块的触发。
38.a相子模块的插入顺序依次为：sm5
→
sm6
→
sm7
→
sm8
→
sm1
→
sm2
→
sm3
→
sm4；b相的插入顺序依次为：sm1
→
sm2
→
sm3
→
sm4
→
sm5
→
sm6
→
sm7
→
sm8。
39.为了降低总谐波失真thd，增加最高输出电压电平的时隙，则采用载波不等距控制，图6展示了在载波不等距的cps
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pwm控制下的具体配置以及子模块的投入顺序。调整载波距离，正弦波调制波与不同的三角波载波之间的相互比较会产生对应的高低电平，从而决定半桥子模块的开通与关断，每一个载波对应一个子模块的触发。
40.a相子模块的插入顺序依次为：sm5
→
sm6
→
sm7
→
sm8
→
sm1
→
sm2
→
sm3
→
sm4；b相的插入顺序依次为：sm1
→
sm2
→
sm3
→
sm4
→
sm5
→
sm6
→
sm7
→
sm8。
41.同时，在图7中清楚地示出了中压侧上的交流等效输出电压v
h1
和低压侧上的交流等效输出电压v
h2
的配置，中压侧上的交流等效输出电压v
h1
根据图5所示的相等的cps
‑
pwm的控制得到。从图7可以看出中压侧交流输出等效波形是多电平阶梯波，由中压侧高电压产生的电压变化率显著降低。